一种固定截止时间PFM模式开关电源控制器

摘要

一种固定截止时间PFM模式的开关电源控制器，属于功率集成电路技术领域，主要涉及BOOST开关电源的应用领域。该开关电源控制器包括误差放大器（107）、频率补偿网络（106）、比较器（104）、固定截止时间PFM控制模块（101）、最高频率限制模块（102）、功率开关管驱动电路（103）、电流采样模块（105）及功率开关（108）。该PFM调制控制器架构实现方式简单，不仅可工作于断续电流模式，也可以工作于连续电流模式；而且该控制器在实际应用中具有外部储能元件体积小，轻载时纹波电压小，重载时开关损耗低、效率高等优点。

说明书

技术领域

本发明属于功率集成电路技术领域，涉及BOOST开关电源的应用，具体涉及一种固定 截止时间的PFM模式的开关电源控制器，尤其适用于体积小、供电电压低、效率要求高的便 携式移动设备的应用。

背景技术

目前，DC/DC功率变换器的调制方式主要有恒频变宽(CFVW)的脉冲宽度调制PWM、恒 宽变频(CWVF)的脉冲频率调制PFM以及PWM和PFM的混合调制。PWM调制由于控制方 式简单，是目前最常用的一种调制方式，但当工作在电流连续模式（CCM）下，在宽范围的 占空比变化时，将导致次谐波不稳定问题，需要斜率补偿，电路结构将变得复杂。恒宽变频 的PFM在一个周期内导通时间固定，其在轻载时效率高，但此时纹波电压最大，且不能工作 于电流连续模式，由于断续模式下流过电感的电流波动较大，对电感的体积提出了更高的要 求。PWM和PFM的混合调制模式由于控制方式复杂，应用较少。另外，以上几种调制方式 工作在重载情况，功率开关器件工作在最高开关频率，开关损耗大、效率低。

发明内容

本发明提出了一种固定截止时间PFM模式开关电源控制器。该PFM模式开关电源控制 器实现方式简单，可在电流断续和连续两种模式下工作，而且工作于电流连续模式时不需要 加斜坡补偿，该控制器在实际应用中具有外部储能元件体积小，轻载时纹波电压小，重载时 开关损耗低、效率高等特点。

本发明技术方案是：

一种固定截止时间PFM模式的开关电源控制器10，如图1所示，包括误差放大器107、 频率补偿网络106、比较器104、固定截止时间PFM控制模块101、最高频率限制模块102、 功率开关管驱动电路103、电流采样模块105及功率开关管108。

所述误差放大器107将负载电压采样信号与基准电压Vref进行比较，将负载电压采样信 号与基准电压Vref的差值放大产生误差电压信号并输入到频率补偿网络106。

所述频率补偿网络106对误差放大器107产生的误差电压信号进行高频噪声滤除，以产 生稳定的直流误差电压信号，并将此直流误差电压信号输入到比较器104的正输入端。

所述电流采样模块105对流过功率器件108的电流进行采样，并将电流采样信号输入到 比较器104的负输入端。具体采样方式可以是电阻采样、互感线圈采样或霍尔传感器采样； 具体采样点可以是功率器件108的高电位端，也可以是功率器件108的低电位端（图1只给 出了低电位端采样的示意）

所述比较器104为电流比较器或电压比较器；当比较器104为电流比较器时，负责将频 率补偿网络106输入的直流误差电压信号转换成直流误差电流信号，并与电流采样模块105 输入的电流采样信号进行比较和输出高低电平的比较结果；当比较器104为电压比较器时， 负责将电流采样模块105输入的电流采样信号转换成电压采样信号，并与频率补偿网络106 输入的直流误差电压信号进行比较和输出高低电平的比较结果。

所述固定截止时间PFM控制模块101由脉宽控制模块一1001、SR锁存器1002和两个 反向器1003、1004组成。比较器104输出的比较结果经第一反相器1004反相后分别接脉宽 控制模块一1001的输入端和SR锁存器1002的R（置0）端，脉宽控制模块一1001的输出 端接SR锁存器1002的S（置1）端，SR锁存器1002的Q端接第二反相器1003的输入端， 第二反相器1003的输出端输出所述固定截止时间PFM控制模块101的输出信号。所述固定 截止时间PFM控制模块101的作用是当输入端（即比较器104的输出端或第一反相器1004 的输入端）检测到比较器104输出下降沿时，产生一固定时间的负脉冲，而在比较器104输 出高电平期间，始终输出高电平。

所述最高频率限制模块102用于限制功率器件108的最小导通时间，由脉宽控制模块二 1005和或门1006组成。其中所述脉宽控制模块二1005接在第二反相器1003的输出端和或 门1006的一个输入端之间，或门1006的另一个输入端接第二反相器1003的输出端；或门 1006的输出端输出最高频率限制模块102的输出信号。

所述脉宽控制模块二1005和脉宽控制模块一1001的工作机理和具体电路相同，当检测 到上升沿信号后将产生导通时间固定的脉冲信号输出。具体电路结构如图4所示，由一个D 触发器402、两个PMOS管404和405、两个NMOS管407和409、一个电流源408、一个电 容409、一个反相器411和一个电感412构成。D触发器402的时钟信号输入端作为整个脉 宽控制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输入端，D触发器402的Q端作为整个脉宽控 制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输出端；D触发器402的Q端接第一PMOS管404 和第一NMOS管407的栅极，第一PMOS管404和第一NMOS管407的漏极互连并接第二 PMOS管405和第二NMOS管410的栅极，第二PMOS管405和第二NMOS管410的漏极 互连并接反相器411的输入端，反相器411的输出端接D触发器402的R端；D触发器402 的D端、S端，以及两个PMOS管的源极接电源VDD；第一NMOS管407的源极通过电流 源408接地，第二NMOS管410的源极接地，第一NMOS管407的漏极通过电容409接地， D触发器402的时钟信号输入端通过电感412接地。所述D触发器402为上升沿触发器，时 钟信号输入端检测到上升信号后Q输出端输出高电平，该高电平持续时间由电容409通过电 流源408以固定电流放电所需时间决定。当电容409的电压下降到由第二PMOS管405和第 二NMOS管410组成的反相器的翻转电压后，D触发器402复位端R有效，Q输出端回到低 电平。

所述功率开关管驱动电路103对最高频率限制模块102输出的逻辑信号的波形进行整形 后作为功率器件108的栅极控制信号，用于控制功率器件108的导通与关断。

所述功率器件108可以是功率三极管也可以是功率场效应管，其高电位端通过电感103 接电源Vcc或顺序通过电流采样模块105、电感103后接电源Vcc，其低电位端通过电流采 样模块105接地或直接接地。

本发明的有益效果是：

1）电路结构简单，可工作于电流断续和连续两种模式。

2）工作于连续模式时，无需斜率补偿。

3）重载时功率开关损耗低、效率高。

4）轻载时开关频率升高，输出纹波小。

5）适用于基于BCD工艺和BiCMOS的功率集成芯片。

6）适用于体积小、供电电压低、效率要求高的便携式移动设备。

附图说明

图1是本发明提供的固定截止时间PFM模式开关电源控制器架构以及在LED恒流驱动 领域的一种应用电路图。

图2是图1中电流采样模块105的一种实现方式。

图3是图1中电流比较器104的一种实现方式。

图4是图1中脉宽控制模块1001、1005的具体实现方式。

图5是本发明提供的固定截止时间的PFM调制控制架构在恒压输出的另一种应用电路 图。

图6是图1中补偿网络106的一种实现方式。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案更加清楚，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明 做进一步详细说明。

图1是本发明一种固定截止时间PFM调制控制架构以及在LED恒流驱动方面的一种应 用电路图。其中固定截止时间的PFM模式的开关电源控制器10包括误差放大器107、频率 补偿网络106、比较器104、固定截止时间PFM控制模块101、最高频率限制模块102、功率 开关管驱动电路103、电流采样模块105及功率开关管108。具体电路连接关系如前所述。

该开关电源控制器具体应用于LED恒流驱动时，电感113一端接至电源Vcc，电感113 另一端连接功率开关管108的高电位端（功率MOS管的漏极或功率三极管的集电极）及续 流二极管112阳极，续流二极管阴极连接至电容111及LED负载的阳极，电容111的另一端 接地，LED负载的阴极接采样电阻109的一端，采样电阻109的另一端接地，误差放大器107 的同向输入端接基准电压Vref，误差放大器107反向输入端接LED负载电压采样点201，误 差放大器107的输出端经过频率补偿网络106到比较器104的正输入端与电流采样模块105 的输出电流相比较，比较器的输出先后经过固定截止时间PFM控制模块101、最高频率限制 模块102完成了固定截止时间的PFM调制及最高频率限制，最后通过功率开关管驱动电路 103到功率开关器件108的栅极控制端。

电路正常工作时，由于误差放大器107两个输入端电压近似相等，采样电阻109和Vref确 定了流过LED的电流值

$I=\frac{\mathrm{Vref}}{R}$

图2是电流采样模块105的一种实现方式。包括一个运算放大器1008、一个功率MOS 管1007和一个功率三极管1009；其中功率MOS管1007的栅极接功率开关管108的栅极， 功率MOS管1007的源极接地，功率MOS管1007的漏极接运算放大器1008的负输入端和 功率三极管1009的集电极，运算放大器1008的正输入端接功率开关管108的高电位端，运 算放大器1008的输出端接功率三极管1009的基极，功率三极管1009的发射极作为电流采样 模块105的输出端接比较器104的负输入端。运算放大器1008的两个输入端电压“虚短”， 即功率开关管108和功率MOS管1007的漏极电压相同，而且它们的栅极（或基极）短接， 于是功率开关管108和功率MOS管1007的所有电极上电压都相同，流过功率开关108的电 流以m:1的比例精确地镜像到了电流比较器104的负输入端。

图3是图1中比较器104的一种实现方式，该比较器104为电流比较器，具体包括四个 PMOS管1043、1044、1047和1048，两个NMOS管1045和1046，一个三级管1041和一个 电阻1042；三级管1041的集电极通过电阻1042接地，三极管1041的发射极接第一PMOS 管1043的漏极，第一PMOS管1043和第二PMOS管1044的栅极互连并接第一PMOS管1043 的漏极，第二PMOS管1044与第一NMOS管1045的漏极互连，第一NMOS管1045和第二 NMOS管1046的栅极互连并接第二NMOS管1046的漏极，第二NMOS管1046的漏极接第 三PMOS管1047的漏极，第三PMOS管1047和第四PMOS管1048的栅极互连并接第四PMOS 管1048的漏极，四个PMOS管1043、1044、1047和1048的源极接电源Vdd，两个NMOS 管1047和1048的源极接地；三级管1041的基极作为比较器104的正输入端接频率补偿网络 106的输出端，第四PMOS管1048的漏极作为比较器104的负输入端接电流采样模块105的 输出端，第二PMOS管1044和第一NMOS管1045的漏极互连作为比较器104的输出端接固 定截止时间PFM控制模块101的输入端。图中IN+输入端接频率补偿网络106的输出端，三 极管1041和电阻1042将误差电压信号转换为误差电流信号，该电流信号被镜像到MOS管 1044，IN-输入端接电流采样模块105的输出，该电流被MOS管1045镜像，并与MOS管1044 电流比较，如果MOS管1044的电流大于1045的电流则，Vo输出高，反之输出低。在功率 开关管108导通期间，比较器反向输入端的电流线性增加，直至大于同向输入端电压后，比 较器104的输出从高电平翻转成低电平，用于控制功率开关器件的关断。

图4是图1中所述脉宽控制模块一1001或所述脉宽控制模块二1005的一种实现方式。 所述脉宽控制模块二1005和脉宽控制模块一1001的工作机理和具体电路相同，当检测到上 升沿信号后将产生导通时间固定的脉冲信号输出。具体电路结构如图4所示，由一个D触发 器402、两个PMOS管404和405、两个NMOS管407和409、一个电流源408、一个电容 409、一个反相器411和一个电感412构成。D触发器402的时钟信号输入端作为整个脉宽控 制模块二1005或脉宽控制模块一1001的输入端，D触发器402的Q端作为整个脉宽控制模 块二1005或脉宽控制模块一1001的输出端；D触发器402的Q端接第一PMOS管404和第 一NMOS管407的栅极，第一PMOS管404和第一NMOS管407的漏极互连并接第二PMOS 管405和第二NMOS管410的栅极，第二PMOS管405和第二NMOS管410的漏极互连并 接反相器411的输入端，反相器411的输出端接D触发器402的R端；D触发器402的D端、 S端，以及两个PMOS管的源极接电源VDD；第一NMOS管407的源极通过电流源408接 地，第二NMOS管410的源极接地，第一NMOS管407的漏极通过电容409接地，D触发 器402的时钟信号输入端通过电感412接地。所述D触发器402为上升沿触发器，时钟信号 输入端检测到上升信号后Q输出端输出高电平，该高电平持续时间由电容409通过电流源408 以固定电流放电所需时间决定。当电容409的电压下降到由第二PMOS管405和第二NMOS 管410组成的反相器的翻转电压后，D触发器402复位端R有效，Q输出端回到低电平。所 用的D触发器402为上升沿触发器。当输入端401检测到上升信号后输出端406输出高电平， 该高电平持续时间由电容409通过电流源408以固定电流放电所需时间决定。当电容409的 电压下降到由PMOS管405和NMOS管410组成的反相器的翻转电压后，触发器402复位端 R有效，输出端406回到低电平。

最高频率限制模块由脉宽控制模块二1005和或门1006以图1中最高频率限制模块102 中所示的连接组成。其中脉宽控制模块二1005和脉宽控制模块一1001的功能相同，因此也 可以用如图4所示的方式实现。脉宽控制模块二1005检测到上升沿后将输出脉宽固定为 Ton(min)的脉冲信号，其中Ton(min)的值计算方式与上述Toff的值计算方式相同。输入102 的PFM信号及经过1005整形后固定脉宽为Ton(min)的脉冲信号输入到或门1006相或，或门 1006的输出信号就是控制功率器件108关断与导通的PFM信号。因此，电路的最高开关频 率为：

$f_{\max }=\frac{1}{T_{\mathrm{on}\left(\min \right)}+T_{\mathrm{off}}}$

图5是本发明提供的固定截止时间PFM调制控制器在恒压输出方面的一种具体应用电路 图。与用于恒流输出不同的是，该实施例中输出电压用电阻109、115组成分压网络反馈到误 差放大器107的反向输入端，达到恒定输出电压的目的。输出电压的值为：

$V_o=\mathrm{Vref}(1+\frac{R_{115}}{R_{109}})$

图6是图1中所述频率补偿网络106的一种实现方式，由两个电容C1和C2和一个电阻 R1串联构成；其中两个电容C1和C2的连接点接地，电阻R1和电容C2的连接点作为所述 频率补偿网络106的输入、输出端分别接误差放大器107的输出端和比较器104的正输入端。 所述频率补偿网络用来滤掉高频噪声，同时补偿系统环路的相位，防止产生振荡。所述补偿 网络的传递函数为：

$\frac{1+{\mathrm{SC}}_1{R}_1}{(1+{\mathrm{SC}}_1{R}_O)(1+{\mathrm{SC}}_2{R}_1)},(C1>>C2,\mathrm{Ro}>>R1)$

式中，RO是跨到放大器的输出阻抗，可以看出该补偿网络贡献了一个零点和两个极点。

综上所述，本发明提出的一种固定截止时间PFM模式开关电源控制器架构实现方式简 单，可工作于电流断续和连续两种模式，而且工作于电流连续模式时不需要加斜坡补偿，该 控制器在实际应用中具有外部储能元件体积小，轻载时纹波电压小，重载时开关损耗低、效 率高等特点。