基于占空比单相PWM整流器的观测器精度提高方法

摘要

本发明公开了一种基于占空比单相PWM整流器的观测器精度提高方法，包括：基于占空比单相PWM整流器的状态观测器对整流器系统的输入和输出进行采样；对状态观测器的输入信号进行校正，使得校正后的输入值最接近于下半个采样周期的输入变量的平均值；将整流器系统的输出信号和校正后的输入信号输入状态观测器中。本发明方法在不同的调制方式下，仅通过简单输入信号补偿，计算简单，不改变原系统观测器的结构，实现状态观测器的高计算精度运行。

说明书

技术领域

本发明属于变流器控制领域，特别是一种基于占空比单相PWM整流器的观测器精度提高方法。

背景技术

功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展。随着研究得深入，PWM整流技术的相关应用研究也得到发展，如有源电流滤波、超导储能、电气传动、高压直流输电、统一潮流控制器。PWM变流器因为可以任意功率因数运行，能量可以双向流动，控制简单，总谐波失真小，因而真正实现了“绿色电能变换”，因此，对PWM整流器进行控制研究具有非常重要的现实意义，符合建设资源节约型社会发展的需要。

在PWM换流器的应用领域中，系统的性能通常很大程度上取决于PWM换流器的工作状态。变流器通常采用电流内环电压外环的方式控制电压电流，控制回路需要获取两侧电压电流传感器信息。因此，传感器故障导致的错误或严重的误差测量会影响PWM换流器的性能，从而导致系统不正常运行。为了避免该情况产生，应进行传感器故障检测，隔离策略和控制的重新配置，所以，观测器的使用是必不可少的。

目前，针对变流器的观测器模型主要由开关模型和占空比模型，对于开关模型，存在开关状态为1、0、-1三种开关状态，但是在开关状态为0的时候，此时的PWM换流器的状态是不可观测的，所以针对开关模型的观测器仅能运行在双极性调制的情况，也就是开关状态仅包含-1和1的情况。但是单极性或单极倍频调制相对双极性调制谐波特性更好，开关损耗也低，因此有学者提出了基于占空比模型的状态观测器，使得所有的调制方式都能完美运行，但占空比模型是一种低频模型，使得基于占空比模型的观测器存在计算结果误差。当采用占空比模型时，如何在发挥该模型的良好兼容性的同时，降低观测器的观测误差，对于传感器故障的正确判断具有重要的意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于占空比单相PWM整流器的观测器精度提高方法，提高状态观测器的计算精度，同时发挥占空比模型的优良兼容性优势，实现低频采样而获得高精度计算结果。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种基于占空比单相PWM整流器的观测器精度提高方法，包括以下步骤：

步骤1：基于占空比单相PWM整流器的状态观测器对整流器系统的输入和输出进行采样；

步骤2：对状态观测器的输入信号u_(k)进行校正，使得校正后的输入值最接近于下半个采样周期的输入变量的平均值；

对于单极倍频对称采样、单极倍频非对称采样、单极性对称采样，校正公式为：

对于单极性非对称采样，校正公式为：

其中u_(x)、m_ref(x)、w_tri(x)分别代表x时刻的网侧电压输入值、观测器的输入校正值、调制波参考值和三角载波数值，x＝k或x＝k-1；T代表单位采样间隔周期；

步骤3：将整流器系统的输出信号和校正后的输入信号输入状态观测器中。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：在不同的调制方式下，仅通过简单输入信号补偿，计算简单，不改变原系统观测器的结构，实现状态观测器的高计算精度运行。

附图说明

图1为单相PWM整流器状态观测器运行图；

图2为带输入补偿的单相PWM整流器的状态观测器；

图3为单相PWM整流拓扑图；

图4为单极倍频调制对称采样原理图；

图5为单极倍频调制非对称采样原理图；

图6为单极性调制对称采样原理图；

图7为单极性调制非对称采样原理图；

图8单极倍频调制对称采样波形对比图((1)Luenberge电流观测器(2) 滑模电流观测器(3)Luenberger电压观测器(4)滑模电压观测器(a)观测器未加入输入补偿(b)观测器加入输出补偿)；

图9单极倍频调制非对称采样波形对比图((1)Luenberge电流观测器(2) 滑模电流观测器(3)Luenberger电压观测器(4)滑模电压观测器(a)观测器未加入输入补偿(b)观测器加入输出补偿)；

图10单极性调制对称采样波形对比图((1)Luenberge电流观测器(2)滑模电流观测器(3)Luenberger电压观测器(4)滑模电压观测器(a)观测器未加入输入补偿(b)观测器加入输出补偿)；

图11单极性调制非对称采样波形对比图((1)Luenberge电流观测器(2) 滑模电流观测器(3)Luenberger电压观测器(4)滑模电压观测器(a)观测器未加入输入补偿(b)观测器加入输出补偿)。

其中，图8～图11中的每个图为了便于效果对比，不宜拆分展示。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

单相PWM整流观测器的通用结构如图1所示。其中虚线部分为变流器的系统方程，u，x,y分别代表系统输入，状态变量，系统输出，u_(k)，y_(k)分别代表k>(k)，y_(k)带入状态观测器进行计算，即可获得系统的状态变量的估计值

观测器计算结果精度提高的方法为：对状态观测器的输入信号u_k进行校正后再输入状态观测器中，使得校正后的观测器输入值最接近于下个采样周期的平均输入值，本发明针对不同的调制方式提出了不同的校正方法。

带有输入补偿的观测器的系统结构如图2所示，单相PWM整流器的电路拓扑结构如图3所示。图3中，u_s、i_s、i_L、u_dc分别代表网侧输入电压、网侧输入电流，负载电流和输出直流电压。R、L、C_dc分别代表网侧电阻、网侧电感和输出电容。

1、单极倍频调制

单极倍频调制指单极SPWM控制输出波形u_ab在正半波只有正脉冲电压，负半波只有负脉冲电压，在同样的开关频率下，相比单极性SPWM调制，单极倍频SPWM调制方式输出电压中的脉冲数大约多了一倍，故而称作单极倍频调制。图2系统运行时，使用单极倍频调制策略，分别使用对称采样和非对称采样得到的开关波形如图4和图5所示，其中u_ab代表交流侧输入电压，T_k、T_k+1、T_k+2…，T_m、T_m+1、T_m+2…分别代表两种采样方式下的不同采样时刻，阴影部分代表了占空比模型作用的PWM脉冲。由图4和图5可以看出，无论是对称采样还是非对称采样，在单个采样间隔中，u_ab的波形是对称的，所以，使用采样间隔的中间时刻的输入值能更精确地反映单个采样周期输入的平均值，因此，其校正公式为：

其中，T代表单位采样间隔周期，u_(x)、分别代表x时刻网侧电压输入值和观测器的输入校正值，x＝k或x＝k-1。

2、单极性调制

单极性调制同样是指在调制波的半个周期内，只有一半的开关处于反复开通或关断状态，另外一半开关在半周期内处于一直导通或一直关断。使用单极性调制策略，分别使用对称采样和非对称采样得到的开关波形如图6和图7所示。从图6可以看出，单极性对称采样的u_ab波形在单个采样周期内是对称的，所以矫正公式(1)对这种情况是同样能适用的。从图7可以看出，非对称采样时的u_ab波形在单个采样周期并不是对称的，按照开关周期内最接近于输入值的平均值做观测器的输入值的原则，故针对该情况，因此，其矫正公式为：

其中，m_ref(x)、w_tri(x)分别代表控制系统x时刻的的调制波和三角载波。

下面通过单相全桥PWM整流器的状态观测器验证本方案相对传统方法的优点。图3所示主电路参数如下：R＝0.19Ω，L＝3mH，C＝2.35mF，R_Load＝15Ω，交流电压u_s有效值1550V，交流基波频率50Hz，控制系统采用电压外环，电流内环的控制方式，输出电压外环给定值为3000V。开关频率为3kHz，当使用对称采样时，采样频率为3kHz。当使用非对称采样时，采样频率为6kHz。本实施例分别使用Luenberger观测器和滑模观测器来验证本发明方法适用性。

图2所示单相PWM整流系统的状态空间方程为：

其中，u＝u_s，θ＝i_L，

D代表占空比，随系统的运行而变化，u_dc、i_s代表系统的状态变量，u_s代表系统的输入，i_L代表系统的可测扰动。

假定系统的输出电压可测，网侧电流不可测，观测器对网侧电流进行状态估计则

C＝(1 0)

反之，若输出电压不可测，网侧电流可测，则

C＝(0 1)

Luenberger观测器系统的状态方程为：

其中，代表系统状态的估计值，L是一个时变矩阵，其参数值设置为使得|S-A+LC|＝0的特征值始终为单相PWM整流器系统|S-A|＝0特征值的5 倍。

滑模观测器系统的状态方程为：

其中，G_n＝[G_no>T，ρ为常数，G_no为变量，G_no的设置方式与Luenberger观测器相同，使得观测器的观测极点为单相PWM整流器系统极点的5倍。

仿真实验结果对比如下：

1)单极倍频调制对称采样波形对比图如图8中1(a)、2(a)、3(a)和4 (a)所示，在低采样频率下，使用不同的观测器，网侧交流电流和输出直流电压的估计值和实际电压电流波形存在不同程度偏差，通过对观测器的输入值进行校正后，观测器的跟踪波形更加接近于实际波形，如图8中1(b)、2(b)、3 (b)和4(b)所示。

2)图9-11仿真图形结果与图8相似，均能体现使用输入补偿后，观测器对于实际波形的跟踪精度显著提高。其中，对于单极倍频对称采样、单极倍频非对称采样、单极性对称采样采用的是校正公式(1)，对于单极性非对称采样采用的是校正公式(2)。