大功率高频感应加热电源的选频电路及选频方法

摘要

本发明涉及一种大功率高频感应加热电源的选频电路及选频方法，选频电路中主振线圈Lm的一端与主振电容Cm的一端连接并接地，主振线圈Lm的另一端与主振电容Cm的另一端连接；旁路电容Cf连接在主振线圈Lm的中点与所述主振线圈Lm的一端之间；主振线圈Lm的中点与所述主振线圈Lm的一端之间还依次连接栅极反馈线圈Lf、二号分压电容Cb和一号分压电容Ca；一号分压电容Ca和二号分压电容Cb之间的引出线用于连接所述加热电源中电子管的栅极，所述主振线圈Lm的一端用于连接所述加热电源中电子管的阴极，主振线圈Lm的另一端用于连接所述加热电源中电子管的阳极。本发明用于感应加热电源中电子管频率和电流的调节，能在负载阻抗剧烈变化时保持电源的频率稳定。

说明书

技术领域

本发明涉及感应加热电源的选频技术领域，尤其涉及一种大功率高频感应加热电源的选频电路及选频方法。

背景技术

真空电子管作为高频感应加热装置的核心部件，大大带动了高频感应加热电源在冶金、机械制造、金属纳米粉末制备及表面喷涂等领域的应用。高频感应加热的原理是利用高频电源输出的高频交变电流在工件内形成感应磁场，进而在工件表面的一定深度内产生涡流，最终通过感应涡流的热效率对工件加热，具有非接触、受热均匀及精度高等优点。

由于高频感应加热电源所加载负载本身的特性，以及电源运行环境复杂会加剧负载阻抗的不稳定性，要求电源对负载阻抗的变化具备一定的适应能力。尤其对于气体介质，在电源对工件感应加热的过程中气体会发生电离，而在不同温度下，气体发生电离时与电离前后电导率的变化非常大，会存在5个量级的差异，这种情况下如果不能对电源功率进行实时的有效调节，会导致电源的高频振荡电路无法稳定工作。

对于正弦波振荡电路来说，其初始信号由电路内部噪声和瞬态过程的扰动(包括负载变化)引起。通常这些噪声和扰动的谱很宽而幅度很小。为了获得稳定的正弦波信号，要通过选频环节把所需频率的分量从噪声或扰动信号中挑选出来使其满足相位平衡条件，让其它频率分量不满足相位平衡条件。目前常用的选频实施方式包括变压器反馈式LC振荡电路、电感三点式LC振荡电路和电容三点式LC振荡电路。由于气体介质电离前后及不同温度下的电导率变化范围比工业用感应加热电源主要对象的电导率变化范围大得多，当负载阻抗发生剧烈变化时，上述选频方法无法确保正弦波振荡电路的频率稳定性，因此会影响高频感应加热电源的总体性能。

因此，针对以上不足，需要提供一种针对正弦波振荡电路的改进选频技术，使其在负载剧烈变化的情况下能维持LC振荡电路的频率稳定。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术中高频感应加热电源的LC振荡电路在负载剧烈变化时无法保持频率稳定的缺陷，提供一种大功率高频感应加热电源的选频电路及选频方法。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种大功率高频感应加热电源的选频电路，它包括主振线圈Lm、主振电容Cm、栅极反馈线圈Lf、旁路电容Cf、一号分压电容Ca和二号分压电容Cb，

主振线圈Lm的一端与主振电容Cm的一端连接并接地，主振线圈Lm的另一端与主振电容Cm的另一端连接；旁路电容Cf连接在主振线圈Lm的中点与所述主振线圈Lm的一端之间；主振线圈Lm的中点与所述主振线圈Lm的一端之间还依次连接栅极反馈线圈Lf、二号分压电容Cb和一号分压电容Ca；

一号分压电容Ca和二号分压电容Cb之间的引出线用于连接所述加热电源中电子管的栅极，所述主振线圈Lm的一端用于连接所述加热电源中电子管的阴极，主振线圈Lm的另一端用于连接所述加热电源中电子管的阳极；

所述主振线圈Lm配置有主振短路线圈L1,通过改变主振短路线圈L1的位置可调节主振线圈Lm的电感量；栅极反馈线圈Lf配置有反馈短路线圈L2，通过改变反馈短路线圈L2的位置可调节栅极反馈线圈Lf的电感量；所述旁路电容Cf的电容量可调节。

在根据本发明所述的大功率高频感应加热电源的选频电路中，所述主振短路线圈L1位于主振线圈Lm内部中心轴线上，并可沿其中心轴线移动；反馈短路线圈L2位于栅极反馈线圈Lf内部中心轴线上，并可沿其中心轴线移动。

在根据本发明所述的大功率高频感应加热电源的选频电路中，所述主振线圈Lm、主振短路线圈L1、栅极反馈线圈Lf和反馈短路线圈L2均绕制在方形铜管上。

在根据本发明所述的大功率高频感应加热电源的选频电路中，所述旁路电容Cf由多个500pF-2000pF的陶瓷电容器并联构成，通过改变接入电路的陶瓷电容器的数量和大小，改变旁路电容Cf的电容量。

在根据本发明所述的大功率高频感应加热电源的选频电路中，所述一号分压电容Ca和二号分压电容Cb分别由多个分压陶瓷电容器并联构成；通过改变一号分压电容Ca中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变一号分压电容Ca的电容量；通过改变二号分压电容Cb中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变二号分压电容Cb的电容量。

本发明还提供了一种大功率高频感应加热电源的选频方法，包括任一项所述的大功率高频感应加热电源的选频电路，在主振线圈Lm电感量一定的情况下，设定栅极反馈线圈Lf的电感为L，旁路电容Cf的电容值为C，则选频电路中所述栅极的反馈电流频率ω₀为：

当电感L或电容值C变化时，基于电流频率ω₀的计算公式，计算获得在预设反馈电流频率ω₀约束下相应的电容值C或电感L，实现对加热电源的选频控制。

在根据本发明的大功率高频感应加热电源的选频方法中，所述选频方法还包括对所述加热电源中电子管栅极电压的控制，其中所述一号分压电容Ca和二号分压电容Cb分别由多个分压陶瓷电容器并联构成；通过改变一号分压电容Ca中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变一号分压电容Ca的电容量；通过改变二号分压电容Cb中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变二号分压电容Cb的电容量；

电子管栅极电压U＝U₀(Ca/Ca+Cb)；

其中U₀为一号分压电容Ca和二号分压电容Cb的两端电压；

至少调节一号分压电容Ca和二号分压电容Cb中一个的电容量，使一号分压电容Ca和二号分压电容Cb的比例发生变化，实现对加热电源中电子管栅极电压的控制。

实施本发明的大功率高频感应加热电源的选频电路及选频方法，具有以下有益效果：本发明可以产生频率稳定性高的高频正弦波信号，它以电容量可调节的旁路电容和电感可调节的两个电感线圈为基础，设计了一种LC振荡型的电子管栅极控制回路。从主振线圈中获取的反馈电流通过LC振荡电路后，能以固定的频率和大小对电子管进行控制，在负载阻抗剧烈变化时能保持频率稳定。

本发明在实际使用中，经适当的调整旁路电容和两个电感线圈，可使电流在流经整个LC回路后电流相位角由于电感造成的滞后量和由于电容造成的提前量相互抵消，从而电流相位角不变，但电流振荡频率受LC回路的控制保持稳定。本发明能够实现对感应加热电源电路中电子管频率和电流的有效调节，并不会对电源主回路造成影响，可用于解决电源电路中电子管输出频率不一致的问题，从而能进一步提高电子管效率。

经实验验证，本发明使用于1MW高频等离子体风洞上四电子管并联的电源电路中，能使电子管的单管功率高达300kw；且由于本发明易于调节电子管频率，电源与负载回路的匹配良好，电源效率最高可达70％。

附图说明

图1为根据本发明的大功率高频感应加热电源的选频电路的原理图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

具体实施方式一：本实施方式提供了一种大功率高频感应加热电源的选频电路，结合图1所示，它包括主振线圈Lm、主振电容Cm、栅极反馈线圈Lf、旁路电容Cf、一号分压电容Ca和二号分压电容Cb，

主振线圈Lm的一端与主振电容Cm的一端连接并接地，主振线圈Lm的另一端与主振电容Cm的另一端连接；旁路电容Cf连接在主振线圈Lm的中点与所述主振线圈Lm的一端之间；主振线圈Lm的中点与所述主振线圈Lm的一端之间还依次连接栅极反馈线圈Lf、二号分压电容Cb和一号分压电容Ca；

一号分压电容Ca和二号分压电容Cb之间的引出线端点A用于连接所述加热电源中电子管的栅极，所述主振线圈Lm的一端B用于连接所述加热电源中电子管的阴极，主振线圈Lm的另一端C用于连接所述加热电源中电子管的阳极；

所述主振线圈Lm配置有主振短路线圈L1,通过改变主振短路线圈L1的位置可调节主振线圈Lm的电感量；栅极反馈线圈Lf配置有反馈短路线圈L2，通过改变反馈短路线圈L2的位置可调节栅极反馈线圈Lf的电感量；所述旁路电容Cf的电容量可调节。

在真空电子管中，栅极发挥着调谐阴极与阳极之间电流的重要作用。本公开中的选频电路，从主振线圈Lm中获取一定的反馈电流，通过LC振荡电路后，能以固定的频率和大小对电子管进行控制。

工作原理：在图1所示的LC振荡电路中，电流频率通过调整电感L和旁路电容C的值，可以在A点，即电子管的栅极得到适当频率的电流信号，从而实现对电子管频率的控制。电流频率ω₀的计算公式作为电感L和整体旁路电容C的调整依据，为使电流频率ω₀稳定，当检测获得例如电感L发生变化时，根据电流频率ω₀的计算公式可计算出此时整体旁路电容C的需求值，确保了本发明的有效实施。

本发明在使用中，可使高频感应加热电源中各并联的电子管之间共栅极连接，确保电子管之间输出频率一致；能提高并联电子管之间参数的一致性，确保电源的高效运行。

在所述选频电路中，栅极反馈线圈与旁路电容Cf组成了并联LC振荡电路。在电流经过线圈后，电流相位角相比原始电流信号的相位角滞后90o；而电流经过电容后，其电流相位角相比原始电流信号的相位角超前90o。因此，电流在流经整个LC回路后，由于电感造成的滞后量和电容造成的提前量相互抵消，使电流的相位角不变，但电流振荡频率却受到LC回路的控制，电流频率实现了对电流频率的调控。两个分压电容之间，即引出点A处的电压U＝U₀(Ca/Ca+Cb)，其中U₀为一号分压电容Ca和二号分压电容Cb的两端电压。

对于电子管栅极电压的调节，可通过两个分压电容来实现。本公开中，两个分压电容大小的调节方式可以与旁路电容Cf相同，例如，使一号分压电容Ca和二号分压电容Cb分别由多个分压陶瓷电容器并联构成；通过改变一号分压电容Ca中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变一号分压电容Ca的电容量；通过改变二号分压电容Cb中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变二号分压电容Cb的电容量。依据所述引出点A处的电压公式来调节一号分压电容Ca和二号分压电容Cb的电容量，可改变二者的比值，从而实现对电子管栅极的电压U的调节。

作为示例，所述主振短路线圈L1位于主振线圈Lm内部中心轴线上，并可沿其中心轴线移动；反馈短路线圈L2位于栅极反馈线圈Lf内部中心轴线上，并可沿其中心轴线移动。通过调整短路线圈的位置，可相应调整主线圈的电感量。本实施方式中，通过互感原理控制线圈的电感量，在负载变化时，能达到电源与负载的最佳匹配。

作为示例，所述主振线圈Lm、主振短路线圈L1、栅极反馈线圈Lf和反馈短路线圈L2均绕制在方形铜管上。采用方形铜管绕制电感可以增大电感调节的平稳性。

作为示例，所述旁路电容Cf由多个500pF-2000pF的陶瓷电容器并联构成，通过改变接入电路的陶瓷电容器的数量和大小，改变旁路电容Cf的电容量。将两个电感线圈的耦合系数和旁路电容Cf的电容量进行对应调整后，可实现对电流频率的控制。

具体实施方式二：本实施方式提供了一种大功率高频感应加热电源的选频方法，包括具体实施方式一中任一项所述的大功率高频感应加热电源的选频电路，所述选频方法在主振线圈Lm电感量一定的情况下，设定栅极反馈线圈Lf的电感为L，旁路电容Cf的电容值为C，则选频电路中所述栅极的反馈电流频率ω₀为：

当电感L或电容值C变化时，基于电流频率ω₀的计算公式，计算获得在预设反馈电流频率ω₀约束下相应的电容值C或电感L，实现对加热电源的选频控制。

结合图1所示，调整总电感L和旁路电容C的值，可以在A点，即电子管的栅极得到适当频率的电流信号，从而实现对电子管频率的控制。电流频率ω₀的计算公式作为电感L和旁路电容C的调整依据，为使电流频率ω₀稳定，当检测获得例如电感L发生变化时，根据电流频率ω₀的计算公式可计算出此时整体旁路电容C的需求值，确保了本发明的有效实施。

进一步，所述选频方法还包括对所述加热电源中电子管栅极电压的控制，其中所述一号分压电容Ca和二号分压电容Cb分别由多个分压陶瓷电容器并联构成；通过改变一号分压电容Ca中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变一号分压电容Ca的电容量；通过改变二号分压电容Cb中分压陶瓷电容器的数量和大小，改变二号分压电容Cb的电容量；

电子管栅极电压U＝U₀(Ca/Ca+Cb)；

其中U₀为一号分压电容Ca和二号分压电容Cb的两端电压；

至少调节一号分压电容Ca和二号分压电容Cb中一个的电容量，使一号分压电容Ca和二号分压电容Cb的比例发生变化，实现对加热电源中电子管栅极电压的控制。

对加热电源中电子管栅极电压的控制，可以只改变一号分压电容Ca的电容量，也可以只改变二号分压电容Cb的电容量，或者根据实际需求同时改变二者的电容量，以达到二者预期的比例，实现对输出电压的控制。

综上所述，本发明采用并联的LC振荡电路对电子管的栅极电流频率进行调整，采用串联分压电容对栅极电流的大小进行调整。其电路结构设计可避免负载变化对电源造成的牵引效应，在负载剧烈变化时，能够维持LC振荡器电路的频率稳定，从而保障高频感应加热电源的总体性能。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。