PFM调制的DC-DC转换器、DC-DC转换芯片及控制方法

摘要

本发明涉及了一种PFM调制的DC‑DC转换器、DC‑DC转换芯片及控制方法，在该DC‑DC转换器中，控制级包括：电压检测模块，用于在零电感电流期，检测所述输出电压是否低于预设的基准电压；采样控制模块，用于在能量转换期，检测所述第一开关管的电流是否达到预设的峰值电流；在续流期，检测当前开关周期的开关时间是否到达；驱动模块，用于根据所述电压检测模块的检测结果和所述采样控制模块的信号处理结果，来实现对所述第一开关管和所述第二开关管的控制；自适应反馈调节模块，用于根据所述第二开关管在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的开关时间。实施本发明的技术方案，降低了静态功耗，提高了转换效率以及可靠性。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子领域，尤其涉及一种PFM调制的DC-DC转换器、DC-DC转换芯片及控制方法。

背景技术

随着可穿戴式电子产品的迅猛发展，对为其供电的电源提出了更高的要求，其中关键点就是电源的低功耗、高转换效率以及微型化。由于可穿戴式电子产品整机功耗低并且需要长时间续航，因而需要电源具有轻负载高转换效率的优异性能。PFM调制的DC-DC转换器在轻负载时，可以根据负载电流大小来改变开关频率，因而有效减小了转换器在轻负载时的开关损耗，因此PFM调制在低功耗转换器中得到了广泛的应用。

传统的PFM调制的DC-DC转换器的电路结构如图1所示，该DC-DC转换器采用恒频的时钟对输出电压比较器采样来控制开关管的关断，进而调节输出电压。当输出电压VOUT小于设定值时，其反馈电压VFB小于基准109电压VREF，在时钟110上升沿到来后采样到比较器108的输出为高电平，此时导通PMOS管101，并通过电感103对输出电容104以及负载105供电；当输出电压VOUT超过设定值后，时钟110采样到比较器108输出为低电平，此时关断PMOS管101并开启NMOS管102，检测到电感103电流为零后关断NMOS102管，此后直到输出电压低于设定值后，时钟再次采样比较器108的输出电压从而开启下一个周期，以此往复下去保持输出电压的恒定。

在上述DC-DC转换器中，由于系统每次开关周期都需要时钟采样，因而输出电压精度、电压纹波、开关频率等都受采样时钟的控制。时钟频率越高输出电压精度越高、电压纹波就越小，然而时钟频率会导致开关频率的增加，进而导致系统功耗显著增加。在极低功耗需求下，传统架构的PFM调制模式已不能满足需求，因此研发一种内部无恒频时钟的PFM调制的DC-DC转换器低功耗架构是十分有必要的。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的功耗大的缺陷，提供一种功耗低的PFM调制的DC-DC转换器、DC-DC转换芯片及控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种PFM调制的DC-DC转换器，包括控制级和功率级，所述控制级在每个开关周期对所述功率级进行控制，以将输入电压转换成输出电压，所述开关周期包括能量转换期、续流期和零电感电流期，所述功率级包括第一开关管和第二开关管，所述控制级包括：

电压检测模块，用于在零电感电流期，检测所述输出电压是否低于预设的基准电压；

采样控制模块，用于在能量转换期，检测所述第一开关管的电流是否达到预设的峰值电流；在续流期，检测当前开关周期的开关时间是否到达；

驱动模块，用于根据所述电压检测模块的检测结果和所述采样控制模块的信号处理结果，来实现对所述第一开关管和所述第二开关管的控制；

自适应反馈调节模块，用于根据所述第二开关管在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的开关时间。

优选地，所述驱动模块，用于在所述输出电压低于基准电压时，控制所述第一开关管导通，以进入能量转换期；在所述第一开关管的电流达到峰值电流时，控制所述第一开关管关断及控制所述第二开关管导通，以进入续流期；在当前开关周期的开关时间到达时，控制所述第二开关管关断，以进入零电感电流期。

优选地，所述自适应反馈调节模块包括：

延时模块，用于根据预设的延时时间，在所述第二开关管关断时，开始进行计时，并判断所述延时时间是否到达；

过零检测模块，用于在所述延时时间到达时，检测所述第二开关管的电流；

调整模块，用于根据所述过零检测模块的检测结果，调整下一开关周期的开关时间。

优选地，

所述调整模块，还用于根据所述过零检测模块的检测结果，调整所述延迟模块在下一开关周期中的延时时间。

优选地，所述采样控制模块包括：

电流采样单元，用于在能量转换期对所述第一开关管的电流进行采样；

开关时间产生单元，用于产生当前开关周期的能量转换期时间及续流期时间。

优选地，所述开关时间产生单元包括：

比较器、采样电阻、第一开关、放电器件，其中，所述采样电阻的一端通过所述第一开关连接所述电流采样单元的输出端，所述采样电阻的另一端接地，所述放电器件与所述采样电阻并联后连接所述比较器的反相输入端，所述比较器的同相输入端接参考电压，所述比较器的输出端接所述驱动模块的一输入端及所述第一开关的控制端，且所述放电器件的放电参数与当前放电周期的续流期时间相关。

优选地，所述放电器件，包括相并联的放电电阻和放电电容，所述放电电阻的阻值和所述放电电容的容值与当前放电周期的续流期时间相关，而且，

所述放电电阻为可调电阻；和/或，

所述放电电容为可调电容。

优选地，所述放电器件还包括与所述放电电阻并联的电流源，所述电流源的电流值与当前放电周期的续流期时间相关，且所述电流源为电流可调电流源。

本发明还构造一种DC-DC转换芯片，包括以上所述的DC-DC转换器。

本发明还构造一种PFM调制的DC-DC转换器的控制方法，所述DC-DC转换器包括第一开关管和第二开关管，在每个开关周期进行以下步骤：

S10.在零电感电流期，检测DC-DC转换器的输出电压是否低于预设的基准电压，若是，则通过控制所述第一开关管和所述第二开关管来进入能量转换期；

S20.在能量转换期，检测所述第一开关管的电流是否达到预设的峰值电流，若是，则通过控制所述第一开关管和所述第二开关管来进入续流期；

S30.在续流期，检测当前开关周期的开关时间是否到达，若是，则通过控制所述第一开关管和所述第二开关管来进入零电感电流期；

S40.根据所述第二开关管在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的开关时间。

优选地，在所述步骤S10中，通过控制所述第一开关管和所述第二开关管来进入能量转换期的步骤为：

控制所述第一开关管导通及控制所述第二开关管保持关断，以进入能量转换期；

在所述步骤S20中，通过控制所述第一开关管和所述第二开关管来进入续流期的步骤为：

控制所述第一开关管关断及控制所述第二开关管导通，以进入续流期；

在所述步骤S30中，通过控制所述第一开关管和所述第二开关管来进入零电感电流期的步骤为：

控制所述第二开关管关断及控制所述第一开关管保持关断，以进入零电感电流期。

优选地，所述步骤S40包括：

S41.根据预设的延时时间，在所述第二开关管关断时，开始进行计时，并判断所述延时时间是否到达，若是，则检测所述第二开关管的电流；

S42.根据所检测的第二开关管的电流，调整下一开关周期的开关时间。13、根据权利要求10所述的PFM调制的DC-DC转换器的控制方法，其特征在于，在所述步骤S40之后还包括：

S50.根据所述第二开关管在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的延时时间。

优选地，所述步骤S10还包括：

若检测到DC-DC转换器的输出电压不低于预设的基准电压，则控制所述第一开关管和所述第二开关管均保持关断，并继续检测DC-DC转换器的输出电压是否低于预设的基准电压。

实施本发明的技术方案，具有以下有益效果：

1.实现了对电感电流的控制，可以有效的限制每个开关周期中的电感电流的峰值；

2.实现了对每个开关周期的开关时间的精确控制，保证了稳态时每次开关周期的开关时间的恒定；

3.该DC-DC转换器的结构简单、体积小，节约了成本，而且，降低了静态功耗，提高了转换效率以及可靠性。

进一步地，由于所采用的过零检测模块结合了延迟时间控制技术实现续流回路的零电流关断，提高了基于动态比较器的过零检测模块的检测精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：

图1是现有技术的一种PFM调制的DC-DC转换器实施例一的结构图

图2A是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例一的结构图；

图2B是图2A中关键信号的时序图；

图3A是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例二的结构图；

图3B是图3A中关键信号的时序图；

图4A是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例三的结构图；

图4B是图4A中关键信号的时序图；

图5是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例四的结构图

图6是开关周期的开关时间与电感电流的关系图；

图7A、图7B分别是调节开关周期的开关时间时关键信号的时序图；

图8是本发明PFM调制的DC-DC转换器的控制方法实施例一的流程图。

具体实施方式

图2A是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例一的结构图，该实施例的DC-DC转换器包括控制级和功率级，控制级在每个开关周期对功率级进行控制，以将输入电压(DCVIN)转换成输出电压(Vout)。另外，一个开关周期包括能量转换期、续流期和零电感电流期，而且，能量转换期时间和续流期时间共同组成开关时间。

该实施例的DC-DC转换器为降压型(BUCK)DC-DC转换器，且在该实施例中，功率级包括PMOS管2101(第一开关管)、NMOS管2102(第二开关管)、储能电感2103和输出电容2104，而且，PMOS管2101的源极接输入电压(DCVIN)，NMOS管2102的源极接地，PMOS管2101的漏极与NMOS管2102的漏极一并通过储能电感2103接输出电容2104的一端，输出电容2104的另一端接地，输出电容2104上的电压即为输出电压(Vout)，电阻2105为负载电阻，且并联在输出电容2104的两端。

在该实施例中，控制级包括：电压检测模块2109、驱动模块2110、采样控制模块2111及自适应反馈调节模块，而自适应反馈调节模块具体包括延时模块2107、过零检测模块2106和调整模块2108。其中：

电压检测模块2109用于在零电感电流期，检测输出电压(Vout)是否低于预设的基准电压，且该电压检测模块2109为一比较器，该比较器的同相输入端接入基准电压(Vref)，其反相输入端接入该DC-DC转换器的输出电压(Vout)，其中，基准电压(Vref)可根据具体的应用场景来确定。

采样控制模块2111用于在能量转换期，检测PMOS管2101的电流是否达到预设的峰值电流；在续流期，检测当前开关周期的开关时间是否到达。

驱动模块2110用于根据电压检测模块2109的检测结果和采样控制模块2111的信号处理结果，来实现对PMOS管2101和NMOS管2102的控制，具体地，在输出电压低于基准电压时，控制PMOS管2101导通，以进入能量转换期；在PMOS管2101的电流达到峰值电流时，控制PMOS管2101关断及控制NMOS管2102导通，以进入续流期；在当前开关周期的开关时间到达时，控制NMOS管2102关断。

自适应反馈调节模块用于根据NMOS管2102在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的开关时间。具体地，延时模块2107用于根据预设的延时时间，在NMOS管2102关断时，开始进行计时，并判断延时时间是否到达。过零检测模块2106用于在延时时间到达时，检测NMOS管2102的电流是否为零，且该过零检测模块2106为一比较器，该比较器的同相输入端接入零参考电压(Vref_Zero)，其反相输入端接入NMOS管2102的漏极。调整模块2108用于根据过零检测模块2106的检测结果，调整下一开关周期的开关时间。

优选地，调整模块2108还用于根据过零检测模块2106的检测结果，调整延时模块2107下一开关周期的延时时间。

应理解，以上只是本发明的一个实施例，在其它实施例中，电压检测模块2109、驱动模块2110、采样控制模块2111可集成为一个模块，延时模块2107、过零检测模块2106和调整模块2108也可集成为一个模块。

下面结合图2B说明上述实施例的DC-DC转换器的工作原理：

在第一个开关周期开始时，在零电感电流期，当电压检测模块2109检测到输出电压(Vout)低于基准电压(Vref)时，向驱动模块2110输出高电平，驱动模块2110输出的PCON信号跳变为低电平，以导通PMOS管2101，此时，输入电压(DCVIN)通过PMOS管2101、储能电感2103输出供电，进入能量转换期。另外，在PMOS管2101导通的同时采样控制模块2111开始对PMOS管2101的电流进行检测，PMOS管2101的电流(IL)开始从零以一定的斜率上升，当判断PMOS管2101的电流(IL)达到设定的峰值电流(Ipk)时，采样控制模块2111向驱动模块2110发出的信号(Vcmp_OCP)由高电平跳变为低电平，驱动模块2110根据该信号(Vcmp_OCP)控制其输出的PCON信号由低电平跳变为高电平，以关断PMOS管2101，同时，控制其输出的NCON信号由低电平跳变为高电平，以导通NMOS管2102，进入续流期。当采样控制模块2111判断当前的开关时间Tsw1结束时，续流通路断开，并向驱动模块2110发出的信号(Vcmp_OCP)由低电平跳变为高电平，此时，驱动模块2110输出的NCON信号由高电平跳变为低电平，以关断NMOS管2102，此后PMOS管2101、NMOS管2102都关断并且电感电流为零，至此，第一个开关周期结束。

另外，驱动模块2110输出的控制NMOS管2102关断的信号也会发送至延时模块2107，延时模块2107收到后开始计时，当本开关周期所对应的延时时间到达后，输出时钟信号(CK_Zero)，以触发过零检测模块2106完成NMOS管2102电流的检测功能，并将输出结果发送至调整模块2108。然后，调整模块2108根据过零检测模块2106的检测结果(电感电流是否为零，即是否为零电流开关)做出下一开关周期的开关时间和延时时间调整的决定，下一开关周期的开关时间例如调整为Tsw2，并将结果送到采样控制模块2111及延时模块2107。采样控制模块2111将在下一个开关周期中采用调整后的开关时间。

当采样控制模块2111完成开关时间的调整后，再根据电压检测模块2109的检测结果决定是否再开启下一个开关周期向负载供电：当电压检测模块2109检测到输出电压高于基准电压时，保持PMOS管2101和NMOS管2102的关断状态，此时由输出电容2104向负载供电，直到输出电压再次低于基准电压才开启新的开关周期；当电压检测模块2109检测到输出电压低于基准电压(Vref)时，则再次开启新的开关周期。

图3A是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例二的结构图，该实施例的DC-DC转换器为升压型(BOOST)DC-DC转换器，且包括控制级和功率级，控制级在每个开关周期对功率级进行控制，以将输入电压转换成输出电压。另外，一个开关周期包括能量转换期、续流期和零电感电流期，而且，能量转换期时间和续流期时间共同组成开关时间。

且在该实施例中，功率级包括NMOS管2102(第一开关管)、PMOS管2101(第二开关管)、储能电感2103和输出电容2104，而且，储能电感2103的一端接输入电压(DCVIN)，储能电感2103的另一端分别接NMOS管2102的漏极及PMOS管2101的漏极，NMOS管2102的源极接地，PMOS管2101的源极接输出电容2104的一端，输出电容2104的另一端接地，输出电容2104上的电压即为输出电压(Vout)，电阻2105为负载电阻，且并联在输出电容2104的两端。

在该实施例中，控制级包括：电压检测模块(未示出)、采样控制模块2111(该采样控制模块集成有驱动模块的功能)及自适应反馈调节模块，而自适应反馈调节模块具体包括过零检测模块2106、延时及调整模块2108。其中：

电压检测模块用于在零电感电流期，检测输出电压(Vout)是否低于预设的基准电压。

采样控制模块2111用于在输出电压低于基准电压时，控制NMOS管2102导通，以进入能量转换期，并在能量转换期，检测NMOS管2102的电流是否达到预设的峰值电流；在NMOS管2102的电流达到峰值电流时，控制NMOS管2102关断及控制PMOS管2101导通，以进入续流期，并在续流期，检测当前开关周期的开关时间是否到达；在当前开关周期的开关时间到达时，控制PMOS管2101关断。

延时及调整模块2108用于根据预设的延时时间，在PMOS管2101关断时，开始进行计时，并判断延时时间是否到达。

过零检测模块2106用于在延时时间到达时，检测PMOS管2101的电流是否为零，且该过零检测模块2106为一比较器，该比较器的同相输入端接PMOS管2101的源极，其反相输入端接PMOS管2101的漏极。延时及调整模块2108还用于根据过零检测模块2106的检测结果，调整下一开关周期的开关时间。优选地，还用于据过零检测模块2106的检测结果，调整延时模块下一开关周期的延时时间。

应理解，以上只是本发明的一个实施例，在其它实施例中，也可将采样控制模块2111中的驱动模块独立出，或将延时及调整模块2108拆分成两个模块，这也在本发明的保护范围内。

下面结合图3B说明上述实施例的DC-DC转换器的工作原理：

在第一个开关周期开始时，在零电感电流期，当电压检测模块检测到输出电压(Vout)低于基准电压时，向采样控制模块2111输出高电平，采样控制模块2111输出的NCON信号由低电平跳变为高电平，以导通NMOS管2102，此时，输入电压(DCVIN)通过储能电感2103、NMOS管2102进行储能，进入能量转换期。另外，在NMOS管2102导通的同时采样控制模块2111开始对NMOS管2102的电流进行检测，当判断NMOS管2102的电流(IL)达到设定的峰值电流(Ipk)时，采样控制模块2111中的Vcmp_OCP由高电平跳变为低电平，从而使其输出的NCON信号由高电平跳变为低电平，以关断NMOS管2102，同时，使其输出的PCON信号由高电平跳变为低电平，以导通PMOS管2101，进入续流期。当采样控制模块2111判断当前的开关周期的开关时间(Tsw1)结束时，续流通路断开，并使输出的PCON信号由低电平跳变为高电平，以关断PMOS管2101，此后PMOS管2101、NMOS管2102都关断并且电感电流为零，至此，第一个开关周期结束。

另外，采样控制模块2111输出的控制PMOS管2101关断的信号也会发送至延时及调整模块2108，延时及调整模块2108收到后开始计时，当延时时间到达后，触发过零检测模块2106完成PMOS管2101的电流检测功能，并将输出结果发送至延时及调整模块2108。然后，延时及调整模块2108根据过零检测模块2106的检测结果做出下一开关周期的开关时间和延时时间调整的决定，并将结果送到采样控制模块2111，下一开关周期的开关时间例如调整为Tsw2。采样控制模块2111将在下一个周期中采用调整后的开关时间。

当采样控制模块2111完成下一开关周期的开关时间调整后，再根据电压检测模块的检测结果决定是否再开启新的开关周期向负载供电：当电压检测模块检测到输出电压高于基准电压时，保持PMOS管2101和NMOS管2102的关断状态，此时由输出电容2104向负载供电，直到输出电压再次低于基准电压才开启新的开关周期；当电压检测模块检测到输出电压低于基准电压时，则再次开启一个新的开关周期。

图4A是本发明PFM调制的DC-DC转换器实施例三的结构图，该实施例的DC-DC转换器为降压型DC-DC转换器，且该实施例的DC-DC转换器相比图2A所示的实施例，所不同的仅是：采样控制模块可具体包括电流采样单元4103和开关时间产生单元，其中，电流采样单元4103用于在能量转换期对PMOS管2101的电流进行采样；开关时间产生单元用于产生当前开关周期的能量转换期时间及续流期时间。

关于开关时间产生单元，其可具体包括：采样电阻4108、比较器4109、开关4107、放电器件，放电器件的放电参数与当前放电周期的续流期时间相关，且可包括相并联的电流源4104、放电电容4105、放电电阻4106。其中，采样电阻4108的一端通过开关4107连接电流采样单元4103的输出端，采样电阻4108的另一端接地，比较器4109的反相输入端分别接电流源4104的第一端、放电电容4105的第一端、放电电阻4106的第一端、开关4107的第一端，电流源4104的第二端、放电电容4105的第二端、放电电阻4106的第二端、采样电阻4108的第二端分别接地，比较器4109的同相输入端接参考电压(Vref_cs)，比较器4109的输出端分别接驱动模块的一输入端及开关4107的控制端。

结合图4A及图4B，当电流采样单元4103对PMOS管2101的电流进行采样后，通过采样电阻3111转换为采样电压Vcs。当采样电压Vcs并未超过比较器4109的参考电压(Vref_cs)时，比较器4109输出的信号(Vcmp_ocp)一直保持为高电平。当采样电压Vcs超过参考电压(Vref_cs)后，比较器4109输出的信号(Vcmp_ocp)便发生翻转，由高电平跳变为低电平，直到采样电压Vcs又低于参考电压(Vref_cs)时，比较器4109输出的信号(Vcmp_ocp)又发生翻转并保持为高电平。在该实施例的DC-DC转换器中，当PMOS管2101的电流到达峰值电流后便关断PMOS管2101，同时通过断开开关4107来关断电流采样的通路，但是，从采样电压Vcs超过参考电压Vref_cs到PMOS管2101关断进而采样电压减小的过程中存在系统延时，当采样电压Vcs开始减小时已经上升到一个比Vref_cs更高的值，例如为Vref_Ipk，此后电流采样通路关断，采样电压Vcs再从Vref_Ipk下降到低于Vref_cs，下降的过程中比较器4109输出一直保持为低电平，直到采样电压Vcs低于参考电压Vref_cs，比较器4109输出的信号(Vcmp_ocp)再次翻转为高电平。在比较器4109保持为低电平的时间内，NMOS管2102一直导通同时电感电流一直下降，直到比较器4109输出的信号(Vcmp_ocp)翻转为高电平时，NMOS管2102才关断。

当PMOS管2101导通时，PMOS管2101的电流从零开始上升，此时比较器4109开始启动(输出的信号Vcmp_ocp由低电平跳变为高电平)，当PMOS管2101的电流到达峰值电流，即，采样电压Vcs达到参考电压Vref_cs时，比较器4109输出的信号Vcmp_ocp发生一次翻转，由高电平跳变为低电平，PMOS管2101的电流从零上升到峰值电流所用时间为Tp。由于系统延时，当PMOS管2101的电流到达峰值电流后会继续上升，因而使得采样电压在到达Vref_cs后会继续上升到Vref_Ipk，然后经过放电器件，会再下降到Vref_cs，采样电压从Vref_Ipk下降到Vref_cs期间续流通路保持开启，当采样电压从Vref_Ipk下降到Vref_cs时比较器4109再次翻生翻转，由低电平跳变为高电平，并完成一次开关时间。因而比较器4109的输出信号Vcmp_ocp包括了能量转换期Tp以及续流期Tn，因此一个比较器4109输出的信号Vcmp_ocp的时序波形可以表征一次包括能量转换期时间Tp和续流期时间Tn的总的开关时间Tsw。

另外，在续流期当采样电压Vcs升到Vref_Ipk时，采样通路关断，此时采样电压保持在电容4106上，并随时间逐渐减小到小于比较器4109的参考电压Vref_cs，此过程类似于电压Vref_Ipk通过放电电容4106对地放电。并且续流期时间Tn满足电荷守恒原理Q＝C_sw·ΔV＝C_sw·(Vref_Ipk-Vref_cs)＝ΔI·T_n，则一次开关时间可表示为由此可知，可通过下列至少一种调节方式来调节开关时间：调节可变电阻4106的阻值；调节可变电容4105的电容值；调节可调电流源4104的电流值。图4B中示出了不同的开关时间Tsw1、Tsw2、TswN对应着不同的时间常数τ＝C_sw·R_sw。

进一步地，电流采样单元4103可为多种形式的电流采样单元，例如，在一个实施例中，可使用功率管串联小电阻来采样电流，即，功率管的一端连接PMOS管2101的源极，功率管的另一端通过电阻接地，通过检测电阻上的电压即可获取PMOS管2101的电流。当然，也可省去以上电阻，通过检测功率管的R_DS上的电压获取PMOS管2101的电流。在另一个实施例中，该电流采样单元可为电流互感器、电压积分器、无损电感滤波器等。

在一个优选实施例中，结合图5，该实施例的电流采样单元为SenseFET采样单元，且包括PMOS管3106、PMOS管3107、钳位运放3108和开关3107，其中，PMOS管3106的栅极与PMOS管2101的栅极相连，PMOS管3106的源极与PMOS管2101的源极相连，PMOS管3106的漏极与PMOS管2101的漏极分别接钳位运放3108的两个输入端，钳位运放3108的输出端连接PMOS管3107的栅极，PMOS管3107的源极连接PMOS管3106的漏极，PMOS管的漏极通过开关3109接放电器件。

在该实施例中，钳位运放3108对PMOS管2101和PMOS管3106的漏极电压进行钳位，使得PMOS管3106和PMOS管2101漏栅源衬电压相同，PMOS管3106对PMOS管2101精确镜像电流通过采样电阻3111转换为采样电压Vcs。

另外还需说明的是，该实施例相比图4A所示的实施例，不同的地方除了电流采样单元为SenseFET采样单元外，还有放电器件，在该实施例的放电器件中，仅放电电阻3112为可调电阻，而放电电容C3114为固定容值的电容，其它与图4A所示的实施例中相同的地方在此不做赘述。

下面结合图6说明下一开关周期的开关时间与电感电流的关系：

以降压型DC-DC转换器为例，当该DC-DC转换器工作在断续导通模式DCM(Discontinued Current Mode)时，由伏秒法则可知，稳态条件下储能电感的电流(即，降压型DC-DC转换器中PMOS管的电流)由零上升到峰值电流，然后从峰值电流下降到零，则有如下关系：

由式3.1和3.2可得：

其中Von和Voff分别为储能电感导通和关断时间内两端的电压，根据降压型转换器基本原理可知Von＝Vin-Vout，Voff＝Vout，则式3.3可表示为：

由以上所述，要实现零电流关断(即是零电流开关)，只需要满足上式3.4所表示的开关时间Tsw与电感电流的峰值电流之间的关系即可。如图6所示，通过增加或者减少时间单元Δt_sw，来实现当开关时间结束时电感电流正好降为零，此时功率管损耗最小。

下面结合结合图7A、7B说明开关时间的调节原理：

以降压型DC-DC转换器为例，结合图2A及图4A，当电感电流IL到达峰值电流Ipk后关断PMOS管2101，并开启NMOS管2102，在当前开关时间到达后关断NMOS管2102，NMOS管2102关断后延迟一段时间，输出时钟信号CK_ZERO，在时钟信号到来后开启过零检测模块，若比较器发出Tsw_UP信号表明此时电感电流并未过零，如图7A所示，此时，调整模块会在下一开关周期的开关时间中增加一位时间单元Δt_sw。若比较器发出Tsw_DN信号表明此时电感电流已经过零，如图7B所示，此时，调整模块会在下一开关周期的开关时间中减小一位时间单元Δt_sw。

本发明还构造一种DC-DC转换芯片，该DC-DC转换芯片包括以上所述的DC-DC转换器，还可以包括有一些基准电压产生模块和过压/过流保护模块，即，将以上所述的DC-DC转换器与相应的保护模块、基准电压产生模块集成为芯片。

图8是本发明PFM调制的DC-DC转换器的控制方法实施例一的流程图，该实施例的控制方法在每个开关周期进行以下步骤：

S10.在零电感电流期，检测DC-DC转换器的输出电压是否低于预设的基准电压，若是，则通过控制第一开关管和第二开关管来进入能量转换期，具体为：控制第一开关管导通及所述第二开关管保持关断，以进入能量转换期。另外，在该步骤中，若检测到DC-DC转换器的输出电压不低于预设的基准电压，则控制第一开关管和第二开关管均保持关断，并继续检测DC-DC转换器的输出电压是否低于预设的基准电压；

S20.在能量转换期，检测第一开关管的电流是否达到预设的峰值电流，若是，则通过控制第一开关管和第二开关管来进入续流期，具体为：控制第一开关管关断及控制第二开关管导通，以进入续流期；

S30.在续流期，检测当前开关周期的开关时间是否到达，若是，则通过控制第一开关管和第二开关管来进入零电感电流期，具体为：控制第二开关管关断及控制第一开关管保持关断，以进入零电感电流期；

S40.根据第二开关管在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的开关时间。

进一步地，步骤S40之后，还可包括：

S50.根据第二开关管在开关时间到达时的电流来自适应调节下一开关周期中的延时时间。

再进一步地，步骤S40可具体包括：

S41.根据预设的延时时间，在第二开关管关断时，开始进行计时，并判断延时时间是否到达，若是，则检测第二开关管的电流；

S42.根据所检测的第二开关管的电流，调整下一开关周期的开关时间。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何纂改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。