基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生方法

摘要

本发明涉及通信技术技术领域，具体地说，涉及基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生方法。包括如下步骤：配置流程架构；连续波激光器发出连续光波，通过PC控制光功率分配比，再经PBS1分为上、下支路的光载波；上支路光载波进入DP‑PolM，由PBS2再分为两路并分别进入polM1和polM2，polM1和polM2输出光场在PBC1合为一路进入pol1；PBS1输出的下支路光载波经PBC2与上支路光合为一路并进入pol2；从pol2输出光信号在PD实现光电转化，即得16倍RF频率的电信号。本发明设计方案结构简单，无需任何光学滤波器，所产生的毫米波信号稳定、质量高，适用于当前及未来的无线和光纤通信系统；可以克服现有毫米波产生方案中偏置点漂移问题，无需偏置电压，成本低、可重构、信号质量好。

说明书

技术领域

本发明涉及通信技术技术领域，具体地说，涉及基于单个双平行偏振调制器的16倍 频毫米波信号产生方法。

背景技术

随着数字经济、人工智能、5G、物联网等相关技术的快速发展，越来越多的大数据平 台和智能应用层出不穷，用户对通信速率和数据容量的要求越来越高，数据传输方式也逐 渐向着无线化、宽带化发展。如何对超高速、大带宽的信号进行长距离传输成为一个亟待 解决的问题。

近年来，国内外不少课题研究组把目光转移到借助光子辅助的毫米波产生技术，并 提出了不少研究方案，其中最多的研究方案是借助外调制器的研究方案。基于外调制器的 方案中又以是否采用光学滤波器装置分成两大类，第一类是通过外调制器产生光边带信号， 然后借助带通滤波器、波长选择开关以及交错复用器等滤波器装置进行选频的方式来产生 毫米波信号；第二类是直接采用单个或多个外调制中的马赫-曾德尔光调制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)串联或并联，并利用MZM调制器本身的调制非线性特 性，直接产生毫米波信号，这样可以避免光学滤波器的使用，增大频率可调范围。然而MZM 的偏置点在震动等外在情况下很容易发生漂移，这将会导致所生成毫米波信号的质量恶化， 因此基于马赫曾德调制器方式产生毫米波信号方案，均需要额外复杂的电子线路来控制调制器的偏置点，这就增加了系统的复杂度和实现成本。偏振调制(PolarizationModulator， PolM)，由于无偏置点，无需偏置电压的天然优势，可以更加稳定的实现微波或毫米波信 号的倍频。然而，目前却没有较为完善的利用单个双平行偏振调制器产生16倍频毫米波 信号的方法。鉴于此，我们提出了基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生 方法。

发明内容

本发明的目的在于提供基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生方法， 以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述技术问题的解决，本发明的目的之一在于，提供了基于单个双平行偏振调 制器的16倍频毫米波信号产生方法，包括如下步骤：

S1、配置基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生的流程架构，包括但 不限于连续波激光器CW Laser、偏振控制器PC、第一偏振光分束器PBS1、RF驱动电压RFLO、分光器Splitter、电移相器EPS、双平行偏振调制器DP-PolM、第一起偏器pol1、第 二偏振光合束器PBC2、第二起偏器pol2、光学放大器OA和光电探测器PD；其中，双平行 偏振调制器DP-PolM由第二偏振光分束器PBS2，并联的第一偏振调制器polM1、第二偏振 调制器polM2以及第一偏振光合束器PBC1组成；

S2、从连续波激光器CW Laser中发出连续的光波，先通过偏振控制器PC控制x轴和y轴方向上的光功率分配比，再经过第一偏振光分束器PBS1将光场分为上支路(x轴)和 下支路(y轴)方向上输出的光载波；

S3、上支路光载波进入双平行偏振调制器DP-PolM，由第二偏振光分束器PBS2再分为 两路传输并分别进入第一偏振调制器polM1和第二偏振调制器polM2，第一偏振调制器polM1和第二偏振调制器polM2输出的光场在第一偏振光合束器PBC1合为一路，输出的合成光进入第一起偏器pol1，并将第一起偏器pol1的偏振角调整为0°；

S4、由第一偏振光分束器PBS1输出的下支路光载波，经过第二偏振光合束器PBC2与 由第一起偏器pol1输出的上支路光合为一路，进入第二起偏器pol2，并调整第二起偏器pol2的角度为45°；

S5、从第二起偏器pol2输出的光信号在光电探测器PD实现光电转化，计算从光电探 测器PD输出的光电流，即可得系统产生的所需要的16倍RF频率的电信号。

作为本技术方案的进一步改进，所述S1中，连续波激光器CW Laser的信号输出端与 偏振控制器PC的信号输入端连接，偏振控制器PC的信号输出端与第一偏振光分束器PBS1 的信号输入端连接，第一偏振光分束器PBS1的上支路输出端与双平行偏振调制器DP-PolM 的信号输入端连接，双平行偏振调制器DP-PolM的输出端与第一起偏器pol1的信号输入 端连接，第一起偏器pol1的输出端、第一偏振光分束器PBS1的下支路输出端同时与第二偏振光合束器PBC2的信号输入端连接，第二偏振光合束器PBC2的信号输出端与第二起偏器pol2的信号输入端连接，第二起偏器pol2的信号输出端与光学放大器OA的信号输入 端连接，光学放大器OA的信号输出端与光电探测器PD的信号输入端连接；

RF驱动电压RF LO与连续波激光器CW Laser并行，RF驱动电压RF LO的输出端与分光器Splitter的输入端连接，分光器Splitter将RF驱动电压RF LO的电压信号分为两 路并同时与双平行偏振调制器DP-PolM的信号输入端连接。

作为本技术方案的进一步改进，所述S1中，第二偏振光分束器PBS2的上支路、下支路的输出端分别与第一偏振调制器polM1、第二偏振调制器polM2的信号输入端连接，第 一偏振调制器polM1、第二偏振调制器polM2的信号输出端同时与第一偏振光合束器PBC1 的输入端连接；

其中，第一偏振光分束器PBS1的上支路输出端与双平行偏振调制器DP-PolM中第二 偏振光分束器PBS2的信号输入端连接；

双平行偏振调制器DP-PolM中第一偏振光合束器PBC1的信号输出端与第一起偏器pol1的信号输入端连接；

分光器Splitter上支路的信号输出端与双平行偏振调制器DP-PolM中第一偏振调制 器polM1的信号输入端连接；

分光器Splitter上支路的信号输出端经电移相器EPS与双平行偏振调制器DP-PolM 中第二偏振调制器polM2的信号输入端连接。

作为本技术方案的进一步改进，所述S2中，经过第一偏振光分束器PBS1的光场信号 表达式为：

设从连续波激光器CW Laser输出的光场描述为E

在第一偏振光分束器PBS1之前的偏振控制器PC用于控制x轴和y轴方向上的光功率 分配比，设偏振控制器PC方位角为θ，则经过第一偏振光分束器PBS1的光场为：

式(1)中，E

作为本技术方案的进一步改进，所述S3中，双平行偏振调制器DP-PolM中，光载波由第二偏振光分束器PBS2分为两路传输并分别进入第一偏振调制器polM1和第二偏振调制器polM2，其中：

双平行偏振调制器DP-PolM上臂的线偏振光被逆时针旋转并以与第一偏振调制器polM1主轴呈α＝-45°的SOP进入第一偏振调制器polM1，双平行偏振调制器DP-PolM下 臂的线偏振光被顺时针旋转并以与第二偏振调制器polM2主轴呈α＝45°的SOP进入第二 偏振调制器polM2；

同时，第二偏振调制器polM2的RF驱动电压RF LO与第一偏振调制器polM1由电移相器EPS引入的φ相移。

作为本技术方案的进一步改进，所述S3中，将第一起偏器pol1的偏振角调整为0°，第一起偏器pol1的输出可以表示为：

式(2)中，ω

由式(2)可知，由于[1+(-1)

当φ＝π/2时，式(2)可化简为：

E

式(3)中，m为偏振调制器polMi(i＝1，2)的调制指数，ω

由式(3)可知，此时第一起偏器pol1的输出中只包括4n阶光边带；则可以通过合理调节m的值来抑制4阶边带。

作为本技术方案的进一步改进，所述S4中，由第一偏振光分束器PBS1输出的下支路 光载波E

式(4)中，E

由式(4)可知，合理调整θ的值可以抵消中心载波，此时应满足：

经过计算可得：

θ＝-arctan[J

此时，第二起偏器pol2的输出为：

式(7)中，m为偏振调制器polMi(i＝1，2)的调制指数；

由式(7)可知，第二起偏器pol2输出的光场中中心载波分量已经被抵消，主要保留了8阶和12阶光边带分量；

当调制指数为7.59时，则光边带抑制比OSSR为：

式(8)中，OSSR为光边带抑制比。

作为本技术方案的进一步改进，所述S5中，从第二起偏器pol2输出的光信号在光电 探测器PD实现光电转化，此时根据PD的平方率关系可知，从PD输出的光电流可以表示为：

式(9)中，

由式(9)可知，系统产生了所需要的16倍RF频率的电信号，而在所需的电信号之外其余杂散倍频信号中，4倍频和20倍频处的电信号功率最大，则此时射频杂散抑制比RFSSR为：

式(10)中，RFSSR为射频杂散抑制比。

本发明的目的之二在于，提供了一种基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信 号产生方法的控制系统及平台装置，包括处理器、存储器以及存储在存储器中并在处理器 上运行的计算机程序，处理器用于执行计算机程序时实现上述的基于单个双平行偏振调制 器的16倍频毫米波信号产生方法的步骤。

本发明的目的之三在于，提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质 存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述的基于单个双平行偏振调制 器的16倍频毫米波信号产生方法的步骤。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

1.该基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生方法中，基于偏分复用和 单个双平行偏振调制器DP-PolM产生可调谐16倍频毫米波，方案结构简单，无需任何光学滤波器，所产生的毫米波信号稳定；所产生信号的光边带抑制比(OSSR)可达到29.7dB，射频杂散抑制比(RFSSR)可达到23.7dB，所生成信号的质量更高，弥补了现有毫米波产生方法系统结构复杂以及稳定性低的问题，适用于当前及未来的无线和光纤通信系统；

2.该基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生方法中，可以克服现有基 于马赫曾德尔调制器(MZM)、双平行马赫曾德尔调制器(DPMZM)的毫米波产生方案中偏置点漂移问题，其相比于基于马赫曾德尔调制器(MZM)、双平行马赫曾德尔调制器(DPMZM)的毫米波产生方案，由于无偏置点，具有无需偏置电压的天然优势，可以更加稳定的实现微波或毫米波信号的倍频，相比于基于马赫曾德尔调制器和正交调制器结构的方案，具有更加简单的结构，且成本低、可重构、信号质量好，同时避免了MZM调制器和IQ调制器 过渡依赖偏置电压，避免了偏置点漂移的问题。

附图说明

图1为本发明中通过双平行偏振调制器DP-PolM和载波抵消结构产生16倍频毫米波 信号的原理结构示意图；

图2为本发明中示例性的第一起偏器pol1输出的4n阶第一类bessel函数曲线图；

图3为本发明中示例性的第一偏振光分束器PBS1在x轴输出方向的光谱图；

图4为本发明中示例性的第一偏振光分束器PBS1在y轴输出方向的光谱图；

图5为本发明中示例性的第二起偏器pol1的输出光谱图；

图6为本发明中示例性的光电探测器PD的输出频谱图。

图中各符号标示为：

CW Laser：连续波激光器；PC：偏振控制器；PBS1：第一偏振光分束器；RF LO：RF 驱动电压；Splitter：分光器；EPS：电移相器；DP-PolM：双平行偏振调制器；PBS2：第 二偏振光分束器；polM1：第一偏振调制器；polM2：第二偏振调制器；PBC1：第一偏振光 合束器；pol1：第一起偏器；PBC2：第二偏振光合束器；pol2：第二起偏器；OA：光学放 大器；PD：光电探测器；OSSR：光边带抑制比；RFSSR：射频杂散抑制比。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地 描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本 发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实 施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

如图1-图6所示，本实施例提供了基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号 产生方法，包括如下步骤：

S1、配置基于单个双平行偏振调制器的16倍频毫米波信号产生的流程架构，包括但 不限于连续波激光器CW Laser、偏振控制器PC、第一偏振光分束器PBS1、RF驱动电压RFLO、分光器Splitter、电移相器EPS、双平行偏振调制器DP-PolM、第一起偏器pol1、第 二偏振光合束器PBC2、第二起偏器pol2、光学放大器OA和光电探测器PD；其中，双平行 偏振调制器DP-PolM由第二偏振光分束器PBS2，并联的第一偏振调制器polM1、第二偏振 调制器polM2以及第一偏振光合束器PBC1组成；

S2、从连续波激光器CW Laser中发出连续的光波，先通过偏振控制器PC控制x轴和y轴方向上的光功率分配比，再经过第一偏振光分束器PBS1将光场分为上支路(x轴)和 下支路(y轴)方向上输出的光载波；

S3、上支路光载波进入双平行偏振调制器DP-PolM，由第二偏振光分束器PBS2再分为 两路传输并分别进入第一偏振调制器polM1和第二偏振调制器polM2，第一偏振调制器polM1和第二偏振调制器polM2输出的光场在第一偏振光合束器PBC1合为一路，输出的合成光进入第一起偏器pol1，并将第一起偏器pol1的偏振角调整为0°；

S4、由第一偏振光分束器PBS1输出的下支路光载波，经过第二偏振光合束器PBC2与 由第一起偏器pol1输出的上支路光合为一路，进入第二起偏器pol2，并调整第二起偏器pol2的角度为45°；

S5、从第二起偏器pol2输出的光信号在光电探测器PD实现光电转化，计算从光电探 测器PD输出的光电流，即可得系统产生的所需要的16倍RF频率的电信号。

本发明的核心思想是：基于单个双平行偏振调制器DP-PolM产生可调谐的16倍频毫 米波信号生成方案，利用RF驱动电压信号驱动双平行偏振调制器DP-PolM，同时控制RF驱动信号的电压，并配合检偏器抑制掉光载波和不理想光谐波产生仅包含±8阶的光边带信号，最后经光电转换后产生16倍频的毫米波信号；

同时，通过第一偏振光分束器PBS1将光载波分为正交的两个方向(x轴和y轴)进行传输。x轴方向的光载波经过一个双平行偏振调制器DP-PolM调制后，主要保留±8阶和 中心载波分量。用第一偏振光分束器PBS1前的偏振控制器PC调整两个方向上的功率分配 比，让y轴方向的未经调制的光载波与x轴方向上的中心载波分量抵消，从而使光信号中 主要保留±8阶光边带信号，最终通过光电探测器PD拍频后产生16倍频毫米波信号。由 于未使用光滤波器来抑制不需要的边带，则能产生的频率范围更加灵活。

如图1所示，本实施例中，S1中，连续波激光器CW Laser的信号输出端与偏振控制器PC的信号输入端连接，偏振控制器PC的信号输出端与第一偏振光分束器PBS1的信号 输入端连接，第一偏振光分束器PBS1的上支路输出端与双平行偏振调制器DP-PolM的信 号输入端连接，双平行偏振调制器DP-PolM的输出端与第一起偏器pol1的信号输入端连 接，第一起偏器pol1的输出端、第一偏振光分束器PBS1的下支路输出端同时与第二偏振 光合束器PBC2的信号输入端连接，第二偏振光合束器PBC2的信号输出端与第二起偏器 pol2的信号输入端连接，第二起偏器pol2的信号输出端与光学放大器OA的信号输入端连 接，光学放大器OA的信号输出端与光电探测器PD的信号输入端连接；

RF驱动电压RF LO与连续波激光器CW Laser并行，RF驱动电压RF LO的输出端与分光器Splitter的输入端连接，分光器Splitter将RF驱动电压RF LO的电压信号分为两 路并同时与双平行偏振调制器DP-PolM的信号输入端连接。

进一步地，S1中，第二偏振光分束器PBS2的上支路、下支路的输出端分别与第一偏振调制器polM1、第二偏振调制器polM2的信号输入端连接，第一偏振调制器polM1、第 二偏振调制器polM2的信号输出端同时与第一偏振光合束器PBC1的输入端连接；

其中，第一偏振光分束器PBS1的上支路输出端与双平行偏振调制器DP-PolM中第二 偏振光分束器PBS2的信号输入端连接；

双平行偏振调制器DP-PolM中第一偏振光合束器PBC1的信号输出端与第一起偏器pol1的信号输入端连接；

分光器Splitter上支路的信号输出端与双平行偏振调制器DP-PolM中第一偏振调制 器polM1的信号输入端连接；

分光器Splitter上支路的信号输出端经电移相器EPS与双平行偏振调制器DP-PolM 中第二偏振调制器polM2的信号输入端连接。

本实施例中，S2中，经过第一偏振光分束器PBS1的光场信号表达式为：

设从连续波激光器CW Laser输出的光场描述为E

在第一偏振光分束器PBS1之前的偏振控制器PC用于控制x轴和y轴方向上的光功率 分配比，设偏振控制器PC方位角为θ，则经过第一偏振光分束器PBS1的光场为：

式(1)中，E

本实施例中，S3中，双平行偏振调制器DP-PolM中，光载波由第二偏振光分束器PBS2 分为两路传输并分别进入第一偏振调制器polM1和第二偏振调制器polM2，其中：

双平行偏振调制器DP-PolM上臂的线偏振光被逆时针旋转并以与第一偏振调制器polM1主轴呈α＝-45°的SOP进入第一偏振调制器polM1，双平行偏振调制器DP-PolM下 臂的线偏振光被顺时针旋转并以与第二偏振调制器polM2主轴呈α＝45°的SOP进入第二 偏振调制器polM2；

同时，第二偏振调制器polM2的RF驱动电压RF LO与第一偏振调制器polM1由电移相器EPS引入的φ相移。

本实施例中，S3中，将第一起偏器pol1的偏振角调整为0°，第一起偏器pol1的输出可以表示为：

式(2)中，ω

由式(2)可知，由于[1+(-1)

当φ＝π/2时，式(2)可化简为：

E

式(3)中，m为偏振调制器polMi(i＝1，2)的调制指数，ω

由式(3)可知，此时第一起偏器pol1的输出中只包括4n阶光边带；则可以通过合理调节m的值来抑制4阶边带。

其中，图2为第一起偏器pol1输出的4n阶第一类bessel函数曲线图。从图2中可知，当m为7.59时，J

本实施例中，S4中，由第一偏振光分束器PBS1输出的下支路光载波E

式(4)中，E

由式(4)可知，合理调整θ的值可以抵消中心载波，此时应满足：

经过计算可得：

θ＝-arctan[J

此时，第二起偏器pol2的输出为：

式(7)中，m为偏振调制器polMi(i＝1，2)的调制指数；

由式(7)可知，第二起偏器pol2输出的光场中中心载波分量已经被抵消，主要保留了8阶和12阶光边带分量；

当调制指数为7.59时，则光边带抑制比OSSR为：

式(8)中，OSSR为光边带抑制比。

本实施例中，S5中，从第二起偏器pol2输出的光信号在光电探测器PD实现光电转化， 此时根据PD的平方率关系可知，从PD输出的光电流可以表示为：

式(9)中，

由式(9)可知，系统产生了所需要的16倍RF频率的电信号，而在所需的电信号之外其余杂散倍频信号中，4倍频和20倍频处的电信号功率最大，则此时射频杂散抑制比RFSSR为：

式(10)中，RFSSR为射频杂散抑制比。

如图3-图6所示，为了对上述方法进行有效性验证，即为了验证上述所提方案的可行 性，具体仿真过程包括：本发明基于计算机光子模拟软件搭建一个基于偏振复用和单个双 平行偏振调制器DP-PolM产生16倍频毫米波的仿真链路。

其中，系统中主要器件参数设置如下：连续波激光器CW Laser的中心频率为193.1THz， 线宽为10MHz，输出功率为10dBm；偏振控制器PC方位角为-14.22°；RF驱动电压RF LO 的信号频率为10GHz；电移相器EPS的相移为90°；第一偏振调制器polM1、第二偏振调制器polM2的调制指数均设置为7.59；第一起偏器Pol1的偏振角为0°，第二起偏器Pol2 的偏振角为45°；光学放大器OA的增益为20dB，噪声为4dB；光电探测器PD响应度为 0.8A/W，暗电流为10nA。

图3、图4分别为第一偏振光分束器PBS1两个输出方向上的光谱图。由图3可知，x轴方向上经过双平行偏振调制器DP-PolM调制后的光信号中只保留了中心载波分量和±8阶和±12阶光边带，±12阶以上的光边带可以忽略。由图4可知，由y轴方向输出的光 载波未经过调制。

图5显示了第二起偏器Pol2的输出光谱图，图中只观察到±8阶边带和±12阶光边带，两个8阶边带的波长分别为193.02THz和193.18THz，波长间距为160GHz，是RF驱 动电压RF LO驱动信号频率10GHz的16倍，比剩下的±12阶光边带高29.7dB，与式(8) 得到的29.9dB相符。两个8阶边带比中心载波分量功率高61dB，说明中心载波被很好的 抑制。

经过光电探测器PD拍频后得到的电信号频谱图如图6所示，图中可以观察到在160GHz 处产生了RF信号。虽然在频谱中可以观察到在40GHz和200GHz处(分别为RF驱动信号 的4倍和20倍)产生了杂波，主要是源自±8阶光边带和±12阶光边带的拍频，但它们 比60GHz处频谱分量低23.7dB，在大多数应用中可以忽略，这与式(10)得到的23.9dB 相符。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员 应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优 选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变 化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附 的权利要求书及其等效物界定。