一种并联多电平环流抑制拓扑结构及其环流抑制方法

摘要

本发明公开一种并联多电平环流抑制拓扑结构及其环流抑制方法，属于电机控制器测试的电机模拟器中的环流抑制领域，并联多电平环流抑制拓扑结构包括n组并联的功率半导体模块(n≥1)、驱动板、测控单元以及n个共模电感，拓扑结构可以模块化设计，具有良好的可扩展性，适用任意数量逆变器并联结构，扩展并联支路数，对于电感耦合结构仅需在原先的结构上增加共模电感，且该结构输出阻抗小；差模阻抗较大，有利于环流抑制。本发明采用共模电感耦合结合模型逆运算方式，步骤如下：采集各支路电流，换算成环流，结合系统状态方程计算各支路补偿电压，再将补偿电压换算成补偿占空比加入输出PWM波中。

说明书

技术领域

本发明涉及电机模拟器中的环流抑制领域，更具体地，涉及一种并联多电平环流抑制拓扑结构及其环流抑制方法。

背景技术

随着技术的不断进步，对电机控制器的功能、安全性以及可靠性等方面有着越来越高的要求。传统机械电机测试台架可重复性差、极限工况难以达到以及一个台架难以同时满足多种不同类型电机测试，增加研发周期与研发成本。电机模拟器是测试电机控制器的功率拓扑结构，通过模拟负载的端口特性以及电流跟踪算法可以使电机模拟器代替真实电机对整个电机控制器进行测试。相较于传统的测试台架，电机模拟器的电机本体、机械负载模均为数学模型，可以进行人为的设定与修改，以适应不同参数的电机和各种工况测试，具有测试方便、操作灵活等优点。并联多电平具有输出谐波小、维护方便、高效率、高冗余度和高可靠性等优点，十分适合作为电机模拟器的功率拓扑结构。通过多相并联电压型逆变器可以大大提高电流容量获得更高的功率，但会产生电流不平衡问题。当逆变器输出端并联，由于并联逆变器的硬件参数不一致，其开关动作不能完全同步，或输出电气参数不一致时就会产生循环电流。如果对循环电流处理不当，会导致三相电流的总谐波失真增大，开关器件的电流应力和导通损耗增大，系统效率降低，甚至会导致功率器件损坏。电流的均衡问题成为并联多电平结构应用的关键性问题。

目前，国际上主流的并联多电平逆变器输出耦合网络有隔离、共模电感和耦合电感三种。隔离由于额外使用单独的直流电源或交流隔离变压器，会增加整个并联系统的尺寸且笨重，同时使整个系统造价昂贵。共模电感利用三相电流之和为零的特性来抑制零序环流，其多电平逆变器控制方式复杂。传统耦合电感系统局限性在于该系统难以模块化，扩展性差，因为没有针对任意数量的交错逆变器的耦合电感标准化设计。在软件方面，一般使用PI控制，由于需要对各相所有支路的电流都做坐标变换，如果采用集中控制方式，控制系统计算量大，如果采用分布控制方式，需要考虑通讯速率、同步机制等问题，难以实现。

发明内容

本发明的目的是解决上述电机模拟器并联多电平逆变器环流问题，提供一种能够实现对并联多电平逆变器高频环流有效抑制的拓扑结构，及具有良好动态特性的环流抑制方法。

本发明解决上述现有技术的不足所采用的技术方案是：

一种并联多电平环流抑制拓扑结构，包括n组并联的功率半导体模块(n≥1)、驱动板、测控单元以及n个共模电感；每个功率半导体模块由两个串联的功率半导体器件组成，其中一个功率半导体器件作为上桥臂，另一个作为下臂桥，所有功率半导体模块的上桥臂的漏极并联到同一电源的正极，下桥臂的源极并联到该电源的负极，输出端经过共模电感耦合后并联到同一输出接口，作为整个功率拓扑结构的总输出端口；测控单元基于测量得到电流信号，求出各个支路的环流大小，结合环流抑制算法，计算各个支路补偿电压的大小，通过调节目标占空比的方式，控制输出PWM波；驱动板将测控单元输出的PWM波信号，通过电路放大成具有一定驱动功率的PWM波信号，进而控制功率半导体模块输出占空比。

优选地，所述共模电感数量与功率半导体模块数量一致，第一支路的功率半导体模块的输出端接入第一个共模电感的第一个线圈，第二支路的功率半导体模块的输出端接入第二个共模电感的第一个线圈，其他支路同理；再将第一个共模电感的第一个线圈的输出端，接入到与第二个支路在第二个线圈输入端的异名端，以此类推，最后一个共模电感的输出端接回第一个线圈，逐级耦合；每个支路功率半导体模块的输出端分别与前后两个支路输出端通过共模电感耦合。

优选地，基于上述拓扑结构推导得到能够反应系统电感之间耦合关系的电感矩阵以及电阻矩阵表达式，建立以所有并联支路电流作为状态变量的状态方程，结合共模电感的实际测量自感、互感、电阻参数，获得状态方程中的具体参数，其中

电感矩阵表达式为

优选地，功率半导体模块为SiC MOSFET模块、IGBT模块等。

优选地，共模电感的自感感值范围在10-30mH，且共模电感之间逐级耦合。

一种并联多电平环流抑制方法，包括以下步骤：

步骤1，采集单相各个支路电流。

步骤2，对各支路电流进行环流换算得出环流大小Δi

步骤3，计算各支路补偿电压。

步骤4，将各支路补偿电压换算成占空比加入到该支路的调制波中，进而调节PWM波输出占空比，实现环流抑制。

进一步地，所述步骤2中，环流的定义为各个支路的电流大小减去该相总电流平均到各个支路的平均电流大小的差值，根据环流定义计算出环流大小Δi

进一步地，所述步骤3中，根据并联支路环流幅值，结合状态方程，采用模型逆运算的方式，求解得到环流抑制方法的补偿电压关系式，通过反馈补偿以达到环流抑制效果，对环流抑制方法补偿电压关系式进行离散，得到各个支路电压补偿值：

进一步地，所述步骤4中的补偿占空比

进一步地，当并联多电平功率拓扑结构搭建完成，电气参数也随之固定，为定常系统，从采集得到的电流幅值到环流幅值、补偿电压以及占空比换算，可以将上述的电感矩阵、电阻矩阵和电流变换矩阵等常量合并成一个矩阵

进一步地，步骤3中对环流抑制方法补偿电压关系式进行离散，离散方式包括不局限于一步欧拉法、梯形公式、改进欧拉法、四阶龙格库塔等。

本发明具有如下有益效果：

本发明拓扑结构可以模块化设计，具有良好的可扩展性，适用任意数量逆变器并联结构，扩展并联支路数，对于电感耦合结构仅需在原先的结构上增加共模电感。且该结构输出阻抗小；差模阻抗较大，有利于环流抑制。本发明的环流抑制方法，可以有效的抑制环流，不需要进行坐标变换，算法计算量小且较为简便，仅需要一个矩阵运算便可实现算法，对于支路数的增加，仅需要扩展矩阵维度。

附图说明

图1是单相功率拓扑结构系统框图。

图2是环流抑制方法系统框图。

图3是环流抑制方法实现的基本流程图。

图4是单相6支路并联单相实验结果图。

图5是环流抑制前后环流的幅值对比图。

图6是环流抑制前后相电流谐波分析图。

图7是环流抑制前后第一支路电流谐波分析图。

具体实施方式

一种并联多电平环流抑制拓扑结构，包括n组并联的功率半导体模块(n≥1)、驱动板、测控单元以及n个共模电感；每个功率半导体模块由两个串联的功率半导体器件组成，其中一个功率半导体器件作为上桥臂，另一个作为下臂桥，所有功率半导体模块的上桥臂的漏极并联到同一电源的正极，下桥臂的源极并联到该电源的负极，输出端经过共模电感耦合后并联到同一输出接口，作为整个功率拓扑结构的总输出端口；测控单元基于测量得到电流信号，求出各个支路的环流大小，结合环流抑制算法，计算各个支路补偿电压的大小，通过调节目标占空比的方式，控制输出PWM波；驱动板将测控单元输出的PWM波信号，通过电路放大成具有一定驱动功率的PWM波信号，进而控制功率半导体模块输出占空比。

本发明的功率半导体模块为SiC MOSFET模块、IGBT模块等，本实施例中以SiCMOSFET模块为例进行说明，如果采用IGBT模块直接将SiC MOSFET模块的替换成IGBT模块就可以实现，不需要对拓扑结构和环流抑制算法进行相应的改变。

本发明的方法理论依据如下：

1.并联多电平环流抑制拓扑结构的数学模型

如图1所示为单相功率拓扑结构系统框图，在左侧虚线框为n个SiC MOSFET模块并联，右侧虚线框为共模电感级联耦合结构，两个线圈和一个励磁铁心代表一个共模电感。第一支路的SiC MOSFET模块的输出端接入第一个共模电感的第一个线圈，第二支路的SiCMOSFET模块的输出端接入第二个共模电感的第一个线圈，其他支路同理；将第一个共模电感的第一个线圈的输出端，接入到与第二个支路在第二个线圈输入端的异名端，以此类推，最后一个共模电感的输出端接回第一个线圈，逐级耦合；每个支路SiC MOSFET模块的输出端分别与前后两个支路输出端通过共模电感耦合，该结构共模阻抗小，差模阻抗大，用于抑制环流，同时拥有良好的可扩展性。其等效差模电感和共模电感推导如下，为了简化电路分析做以下假设，同一结构中各个支路的电气参数一致，电感和互感分别相等，又由于电阻值较小不影响电感矩阵推导，可忽略电阻的影响。可得

其中，V

公式(1)中的电压、电流为向量，电感为矩阵，如：

I

V

其中，L为共模电感的自感，M为共模电感的互感。

将各个支路的电流分解为平均电流与环流两部分，每个支路的平均电流相等，如公式(2)所示。

i

为了推导出等效共模电感，只考虑共模信号，即只考虑平均电流，可得第一支路的电流与电压关系式：

式中i

同理，所有支路平均电压与平均电流的关系，都可以化简成公式(4)，假设所有共模电感电气参数具有一致性，忽略其电阻，进而可以将电感矩阵L

所以输出网络的等效共模电感为：

式中

同理，对于差模信号分析，差模电感为：

当n＝m或m＝0时：

式中

当n为大于0的偶数，则

当n为奇数，则

2.并联多电平环流抑制方法的实现

基于图1单相功率拓扑结构系统框图，结合共模电感耦合结构的数学模型，根据基尔霍夫电压定律可得实际输出相电压V：

同理，可得目标电压公式V*：

式中

V＝[v

I＝[i

V

I

式中，v

目标电压值与当前实际电压值的差值为环流抑制方法的各支路补偿电压值。所以由式(12)减去式(11)，可求得各支路补偿电压。

根据定义可知公式(13)中的I

将式(14)Tustin离散后可得

式中，T

ΔV(k+1)＝k

ΔI(k+1)＝k

式中，k

本发明的目标是抑制环流，对于下一时刻环流ΔI(k+1)绝对值应该小于ΔI(k)。同理，下一时刻补偿电压ΔV(k+1)绝对值应该小于ΔV(k)。则

为了防止补偿电压过大影响相电流闭环控制，结合电感L与离散周期T

如图2所示为环流抑制方法的系统框图。环流抑制方法的具体实现方式如下：

步骤1，通过电流传感器采集单相各个支路电流。

步骤2，对各支路电流进行环流换算得出环流大小Δi

步骤3，计算各支路补偿电压。

根据公式(20)计算各支路补偿电压，设置补偿电压限值，防止过调制。

步骤4，根据母线电压以及三角载波幅值，将补偿电压换算成占空比加到调制波中，进而调节PWM波输出占空比。

在实际运用中，控制器单元的输入为电流传感器的所采集的各支路电流，输出为PWM波输出占空比。其中包含三个计算部分：支路电流到环流计算、各支路环流到补偿电压计算以及补偿电压到占空比换算。如图3为环流抑制方法实现的基本流程图，图中支路电流到环流换算矩阵以及补偿电压到补偿占空比的换算系数，为了方便推导，分别为H以及K替代。

相间内的环流等于该支路的电流减去该相所有支路的平均电流，对于n支路并联可得矩阵支路电流到环流换算矩阵H:

对于补偿电压到补偿占空比换算系数，与母线电压以及三角载波幅值有关，对于波谷为0的三角载波，可得公式(22)，则K也可求得：

式中Duty为补偿占空比，ΔV为各支路补偿电压，Udc为母线电压，a为三角载波幅值。由公式(23)、公式(19)各支路补偿电压计算公式以及矩阵支路电流到环流换算矩阵H，可得：

根据公式(24)可知，当并联多电平功率拓扑结构搭建完成，电气参数也随之固定，为定常系统，便可以将所有换算系数合并成一个矩阵。

3.环流抑制效果

为了对本发明所提出的方法进行验证，基于FPGA搭建控制算法，实验中使用的电机模型为永磁同步电机定参数模型。其中电机极对数为两对极，dq轴电感为0.26mH、定子电阻为0.03Ω、永磁体磁链为0.02Wb，电机模型的离散方式为前向欧拉法，离散步长为1us。单相6支路并联单相实验结果如图4所示，从上到下的信号分别为支路电流、环流以及相电流。图中前半部分为环流抑制算法未开启电流波形，可以明显的看见支路电流不均衡现象；后半部分为环流抑制算法开启后电流波形(0.37秒时，环流抑制算法开启)，可以看出支路电流相较于前半部分为环流抑制算法未开启电流波形有明显环流抑制效果。根据图中的环流也可以看出环流抑制算法开启前后，环流的幅值有明显的变化。环流抑制算法开启前，环流幅值大于2A，频率与目标电流一致；环流抑制算法开启后，环流幅值缩减至0.2A附近，幅值减小约为10倍。

为了在相同转速不同目标电流幅值下，研究发明环流抑制算法的环流抑制效果。在电机模拟器端给定转速10Hz，电机控制器目标相电流幅值由6A到60A的工况下，环流抑制开启前后环流的幅值对比图。从图中可以得知，环流抑制算法开启前随着相电流的增大环流的幅值也在增大，但是环流抑制算法开启后，环流的幅值都被抑制到0.2A左右，验证了环流抑制算法的有效性。

为了研究环流抑制算法对于实际输出相电流的影响，对图4中的相电流进行谐波分析，如图6所示。图6中从上到下分别相电流波形图，环流抑制算法开启前相电流谐波分析图以及环流抑制开启后相电流谐波分析图。开启前后总谐波失真由2.38％减小至1.38％，说明环流抑制算法可以改善相电流波形。

支路电流畸变严重会增加逆变器功率损耗，降低效率，降低开关器件的寿命或者极端情况下直接损坏逆变器等，所以也需要对支路电流进行谐波分析。如图7所示为图4中第一支路的谐波分析。同理，图7中从上到下分别第一支路电流波形图，环流抑制算法开启前第一支路电流谐波分析图以及环流抑制算法开启后第一支路电流谐波分析图。环流抑制算法开启前后第一支路总谐波失真由6.44％减小至1.64％，总谐波失真明显减少。

同理，表格1列举6个支路电流环流抑制算法开启前后的谐波分析。从表格中可得加入环流抑制后，所有支路总谐波失真都明显减少，所有支路基波幅值基本稳定在同一幅值，验证了环流抑制算法环流的抑制效果且降低支路总谐波失真。

表1支路输出电流谐波分析统计表