一种单极性调制无功过零点电流畸变控制装置及控制方法

摘要

本发明提供了一种单极性调制无功过零点电流畸变控制装置及控制方法，其中控制装置包括图腾柱拓扑、控制模块和驱动模块，控制方法包括：控制模块接收对图腾柱拓扑的采样信号，并基于采样信号，输出同频率的第一高频PWM信号和第二高频PWM信号；驱动模块根据第一高频PWM信号，输出工频管驱动信号，以及根据第二高频PWM信号，输出高频管驱动信号；图腾柱拓扑中的高频管根据高频管驱动信号进行驱动，工频管根据工频管驱动信号进行驱动。本发明基于同一采样信号输出同一频率的高频PWM信号，完成工频管和高频管同步换向，改善过零点处的电流畸变，尤其是并网逆变输出无功时的电流畸变。

说明书

技术领域

本发明属于电路电子领域，尤其涉及一种单极性调制无功过零点电流畸变控制装置及控制方法。

背景技术

图腾柱拓扑常用的结构为一对高频开关管(简称高频管)，一对工频开关管(简称工频管)，其基本拓扑如图1所示，Q1和Q2为高频管，Q3和Q4为工频管，其基本的工作原理为：电网电压极性如图1所示，工频管Q3开通，电路有两个主要的工作模态，模态1(图2)和模态2(图3)，由Q1和Q2高频开关进行单极性调制；当电网电压反向时，Q4开通，其他原理相同。在逆变情况下，Vbus电容处接直流电源，开关模态和整流相同，电流相反。即简单的单极性调制方法，这里不再赘述。

针对开关管的控制，常用的方法是高频管Q1和Q2通过DSP数字控制发出高频PWM波，高频PWM波由系统环路控制产生的调制波与载波比较产生，即单极性调制，工频PWM波由检测实际电压过零来进行翻转。

单极性调制的弊端是过零点处电流会产生畸变，通常是由于过零处工频管的发波导致，由于高频管的发波和工频管的发波并不是同步控制的，工频管的控制一般会根据实际的电网电压极性进行控制，在半个周期内开通，在电网电压过零处关断；高频管会根据控制模块计算调制波来控制，二者总会产生延时。单极性调制下，高频管的PWM占空比在过零附近会有0到1或者1到0的突变，而这个过零是调制波的过零点，并不是电网电压的过零点，这就要求工频管能够最小延时的跟随高频管的占空比突变做出相应的翻转。例如图4所示，假如出现了些许延时，开关模态由图5所示转换到图6所示，图中标注正负为电压正方向，电流正方向，实际电压电流极性按照波形图为准，下文相同。Q1占空比变为1，Q2占空比变为0，由于Q1产生了大占空比，就会导致母线电压施加在电感上，电流反向增加，电流流向转换为图7所示，就可能会出现过零点电流的畸变，畸变如图4所示。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种单极性调制无功过零点电流畸变控制装置及控制方法，旨在解决对于并网逆变输出无功时，在电压过零点处存在电流畸变的问题。

为解决上述技术问题，本发明是这样实现的，本发明第一方面提供一种单极性调制无功过零点电流畸变控制装置，包括：图腾柱拓扑、控制模块和驱动模块；其中：

所述控制模块，包括环路计算单元、调制波计算单元和比较器；所述环路计算单元用于接收所述图腾柱拓扑的采样信号，并根据所述采样信号输出一个类正弦波；所述调制波计算单元用于根据所述类正弦波计算得到一路工频管调制波以及一路高频管调制波；所述比较器用于将所述工频管调制波与载波比较，产生第一高频PWM信号，以及将所述高频管调制波与同一载波比较，产生第二高频PWM信号；

所述驱动模块，包括高频驱动滤波电路、工频驱动滤波电路，所述高频驱动滤波电路用于接收所述第二高频PWM信号，输出高频管PWM信号至与所述高频驱动滤波电路连接的驱动电路，并由驱动电路输出高频管驱动信号；所述工频驱动滤波电路用于接收所述第一高频PWM信号，输出工频管PWM信号至与所述工频驱动滤波电路连接的驱动电路，并由驱动电路输出工频管驱动信号；所述图腾柱拓扑，包括交流输入/输出、高频管、工频管、PFC电感和直流输入/输出，所述高频管用于根据所述高频管驱动信号进行驱动，所述工频上管用于根据所述工频管驱动信号进行驱动。

本发明第二方面提供一种单极性调制无功过零点电流畸变控制方法，应用于如上所述的单极性调制无功过零点电流畸变控制装置，所述控制方法包括：

所述控制模块接收对所述图腾柱拓扑的采样信号，并基于所述采样信号，输出同频率的第一高频PWM信号和第二高频PWM信号；

所述驱动模块根据所述第一高频PWM信号，输出工频管驱动信号，以及根据第二高频PWM信号，输出高频管驱动信号；

所述图腾柱拓扑中的高频管根据所述高频管驱动信号进行驱动，以及所述图腾柱拓扑中的工频管根据所述工频管驱动信号进行驱动。

本发明中提供的单极性调制无功过零点电流畸变控制装置及控制方法，与现有技术相比，有益效果在于：控制装置包括：图腾柱拓扑、控制模块和驱动模块；本发明提供的控制方法包括，控制模块接收对图腾柱拓扑的采样信号，并基于采样信号，输出同频率的第一高频PWM信号和第二高频PWM信号；驱动模块根据第一高频PWM信号，输出工频管驱动信号，以及根据第二高频PWM信号，输出高频管驱动信号；图腾柱拓扑中的高频管根据高频管驱动信号进行驱动，以及图腾柱拓扑中的工频管根据工频管驱动信号进行驱动。本发明基于同一采样信号输出同一频率的高频PWM信号，并最终输出高频管驱动信号和工频管驱动信号完成高频管和工频管的驱动，可完成高频管和工频管的同步换向，可以改善过零点处的电流畸变，尤其是并网逆变输出无功时的电流畸变。本发明提出的技术方案不会增加控制难度，不占用计算资源，同时应对较为极限的输入条件，保证同步切换也不会出现大的电流尖峰。

附图说明

图1是标准图腾柱拓扑结构示意图；

图2是图腾柱拓扑电路工作模态示意图一；

图3是图腾柱拓扑电路工作模态示意图二；

图4是过零点电流畸变结构示意图；

图5是图腾柱拓扑电路工作模态示意图三；

图6是图腾柱拓扑电路工作模态示意图四；

图7是图腾柱拓扑电路工作模态示意图五；

图8是一种逆变输出无功时开关状态示意图；

图9是图腾柱拓扑电路工作模态示意图六；

图10是图腾柱拓扑电路工作模态示意图七；

图11为实际电路测试的波形示意图；

图12为本发明第一实施例提供的控制装置的框架示意图；

图13为本发明第一实施例提供的控制模块与驱动模块的连接示意图；

图14为本发明第二实施例提供的控制方法的流程示意图；

图15为本发明第二实施例中控制模块输出调制波的波形示意图；

图16为本发明第二实施例中工频管控制波形示意图；

图17为本发明第二实施例中开关模态示意图一；

图18为本发明第二实施例中开关模态示意图二；

图19为本发明第二实施例中开关模态示意图三；

图20为本发明第二实施例中实际输出波形示意图；

图21为本发明在功率因数为1下的实际测试波形图；

图22为本发明在功率因数为－0.8下的实际测试波形图；

图23为本发明在功率因数为0.8下的实际测试波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

在相关技术中，为了解决电流畸变的问题，采用了以下方法：

(1)工频管设置死区时间，在过零点处增加死区。缺点：无功时工频管高频管换向不同步，导致电流畸变。

(2)用锁相环提取电网相位，用相位判断过零。缺点：在较差电网下，尤其是谐波含量较大的电网，其过零点震荡较大，可能会有电压多次过零，但锁相环相位固定，即工频管不根据实际电压换向，导致大电流产生。

(3)对电网电压采样，输入到过零比较器用作工频管的驱动方波信号。缺点：需要很准的采样电路，并且工频管和高频管分开控制，高频管根据调制波，工频管根据电网电压，会导致二者在过零处出现不同步现象。

(4)对过零处预设开关时序，即过零处不按照环路计算值控制开关管，按照预设的开关顺序控制开关管。缺点：在过零点处控制不灵活，难以应对不同的输入条件，负载条件。

(5)在电压过零点处检测电流信号，增加除电压外环，电流内环的第三个控制环来补偿过零点电流。缺点：控制更加复杂，未对工频管高频管的同步做处理，会导致发送无功时电流畸变.

以上解决过零点畸变的方法都是对工频管高频管分开控制的，其原则是工频管的控制尽可能精确在电网电压过零处，但无法保证二者同步翻转，在整流工况下，由于开关管的体二极管的存在，电流有回路流通，在逆变工况下，则会截止导致电流出现跌落，尤其是向电网输出无功功率时，此现象体现的更加明显：图8展示了一种逆变输出无功时可能出现的开关状态，Q3，Q2导通时向电网输送能量，并输出一定的无功，其开关模态如图9所示，当出现图8中开关管高频和工频翻转不一致情况时，电流方向不变，唯一的续流回路如图10所示，此时电感的能量送到电容处，直到电流为0。

从电感电流公式中我们知道

其中U为加在电感两端的电压，

实施例1

如图12所示为本实施例提供的控制装置的框架结构示意图，为解决上述发送无功时，电流畸变的问题，本发明在第一实施例中提供一种单极性调制无功过零点电流畸变控制装置，包括：图腾柱拓扑、控制模块和驱动模块。

在本实施例中，所示图腾柱拓扑为标准的图腾柱拓扑基础结构，如图1所示的图腾柱拓扑结构示意图，包括交流输入/输出端、PFC电感、高频管、工频管和流输入/输出端；其中，高频管包括高频上管和高频下管，工频管包括工频上管和工频下管，该高频上管、高频下管、工频上管和工频下管组成半桥桥臂电路。作为优选地，高频上管、高频下管、工频上管和工频下管均为MOSFET或者IGBT全控器件。

图腾柱拓扑取代传统的拓扑形式是一个电源发展过程中的必然事件，这种全新的拓扑形式，能够提供更高的效率，并将传导损耗将至最低。

在一些实施方式中，控制模块为DSP数字控制单元，DSP控制单元，也称数字信号处理器，是一种特别适合于进行数字信号处理运算的微处理器，其主要应用是实时快速地实现各种数字信号处理算法。基于该DSP数字控制单元采用经典的双环控制实现对图腾柱拓扑的控制(附图中未示出具体的结构示意图)。

具体的，控制模块包括依次连接的环路计算单元、调制波计算单元和比较器。其中环路计算单元可以为经典的双环控制，双环控制包括电压外环调节单元和电流内环调节单元。具体可设有图腾柱拓扑输入电压采样单元、输出电压采样单元及输入电流采样单元等获取输入输出电压信息以及电感电流信息。环路计算单元用于根据接收到的采样信号输出一个正类弦波。

调制波计算单元，连接于环路计算单元的输出端，其中，调制波计算单元用于根据接收到的类正弦波计算得到一路工频管调制波以及一路高频管调制波。

比较器，连接于调制波计算单元的输出端，并接入一载波，比较器用于将接收的工频管调制波与该载波比较，产生第一高频PWM信号，以及将接收的高频管调制波与该载波比较，产生第二高频PWM信号；其中，第一高频PWM信号和第二高频PWM信号通频率；进而达到采用调制波来控制高频管和工频管的目的，而不是高频管和工频管分开控制。

其中驱动模块，包括高频驱动滤波电路、工频驱动滤波电路，其中高频驱动滤波电路用于接收第二高频PWM信号，输出高频管PWM信号至与高频驱动滤波电路连接的驱动电路，并由驱动电路输出高频管驱动信号；工频驱动滤波电路用于接收第一高频PWM信号，输出工频管PWM信号至与工频驱动滤波电路连接的驱动电路，并由驱动电路输出工频管驱动信号。

在一些实施方式中，驱动电路为半桥驱动芯片。

实际上，为控制图腾柱拓扑中的高频管与低频管的驱动，在经控制模块输出高频管调制波和工频管调制波后分为高频管控制支路和工频管控制支路，其中，高频管控制支路用于支持高频管调制波经进比较器后输出第二高频PWM信号，第二高频信号经高频驱动滤波电路后输出高频管PWN信号，最终由驱动电路输出高频管驱动信号；工频管控制支路用于支持工频管调制波经进比较器后输出第一高频PWM信号，第一高频信号经工频驱动滤波电路后输出工频管PWN信号，最终由驱动电路输出高频管驱动信号。

在一些实施方式中，，高频滤波电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1和第二电容C2；其中，第一电阻R1的第一端连接于控制模块的输出端口，第一电阻R1的第二端连接于第一电容C1的第一端、以及驱动电路的输入接口，第二电阻R2的第一端连接于控制模块的端口，第二电阻R2的第二端连接于第二电容R2的第一端、以及驱动电路的输入接口，第一电容C1的第二端以及第二电容C2的第二端均接地。

工频滤波电路包括第三电阻R3、第四电阻R4、第三电容C3和第四电容C4；其中，第三电阻R3的第一端连接于控制模块的输出端口，第三电阻R3的第二端连接于第三电容C3的第一端、以及驱动电路的输入接口，第四电阻R4的第一端连接于控制模块的端口，第四电阻R4的第二端连接于第四电容C4的第一端、以及驱动电路的输入接口，第三电容C3的第二端以及第四电容C4的第二端均接地。

其中，高频滤波电路中的第一电阻R1和第二电阻R2，第一电容C1和第二电容C2设置高频PWM滤波参数，工频滤波电路中的第三电阻R3和第四电阻R4，第三电容C3和C第四电容4设置工频PWM滤波参数，其中高频滤波电路和工频滤波电路在选择电阻时可以统一选择，通常几百欧姆，优选电阻的阻值范围为100－500Ω。但在选择电容时，要区分开高频和工频，高频滤波电路中第一电容C1和第二电容C2通常是滤除一些电路中的干扰信号，通常选用pF级的电容；而工频滤波电路中的第三电容C3和第四电容C4需要对PWM控制信号做出衰减，通常选取nF级的电容。

作为本实施例的其中一种实施方式，可以通过改变高频滤波电路和工频滤波电路中的电容和电阻值，来改变滤波参数，例如，通过加大工频的RC参数，来对控制模块输出的第一PWM输出进行衰减，将高频部分滤除，结合半桥驱动芯片的特性，一般的驱动芯片会有低电平的阈值，只有达到阈值才能转换输出低电平。本发明用RC电路合理的参数将高频部分的低电平控制到阈值以上，最终经过驱动芯片输出为无高频信号的工频驱动信号。

与现有技术相比，通过上述控制装置的设置，能够实现以控制模块输出的类高频PWM信号进行工频管和高频管的控制，完成工频管和高频管同步换向，改善过零点处的电流畸变，尤其是并网逆变输出无功时的电流畸变。

实施例2

本发明第二实施例中提供一种单极性调制无功过零点电流畸变控制方法，应用于第一实施例提供单极性调制无功过零点电流畸变控制装置，再此不再赘述。

如图14所示，控制方法包括：

步骤140，控制模块接收对图腾柱拓扑的采样信号，并基于采样信号，输出同频率的第一高频PWM信号和第二高频PWM信号。

其中步骤141具体包括：

环路计算单元接收图腾柱拓扑的采样信号，并根据采样信号输出一个类正弦波。通过控制环路最终输出一个相近电网电压的类正弦波计算调制波，部分示意图如图15所示，环路计算输出一个类正弦波用作单极性调制，后文用Uloop来表示此正弦波，工频管和高频管都以此正弦波为判断依据，在其过零时同步换向。

调制波计算单元进一步根据类正弦波计算得到一路工频管调制波以及一路高频管调制波。

其中，调制波计算单元在Uloop＞0时，输出高频管调制波＝Vpk－Vmin－Uloop，以及输出工频管调制波＝Vpk－Vmin；

调制波计算单元在Uloop＜0时，输出高频管调制波＝－Uloop，以及输出工频管调制波＝Vmin；

Uloop为类正弦波的瞬时值，Vpk为载波峰值，Vmin为限制最大占空比或最小占空比值。Vmin值可以取稍大或者稍小都可，但不能取0，这样可以避免0的判据导致工频管在过零附近反复开关，影响EMC。

比较器将所述工频管调制波与载波比较，产生第一高频PWM信号，以及将所述高频管调制波与同一载波比较，产生第二高频PWM信号。

当比较值为0到Vpk跳变，此时比较器不会将输出值立即置低，而是要等到载波计数器从0到Vpk，即延时半个载波周期后才会将输出值置低。这样就出现了半个周期的延时，示意图如图20。

最终控制模块输出的工频管PWM波如图15所示，而实际应用中，Vmin取值很小，则小占空比无法输出，因为DSP设置死区模块将脉宽很小的波形滤除。

步骤142，驱动模块根据第一高频PWM信号，输出工频管驱动信号，以及根据第二高频PWM信号，输出高频管驱动信号。

其中，第一高频PWM信号和第二高频PWM信号分别通过高频管控制支路和工频管控制支路传输，在高频管控制支路上设置有高频驱动滤波电路，在工频管控制支路上设置有工频驱动滤波电路；高频驱动滤波电路接收第二高频PWM信号，输出高频管PWM信号，以及工频驱动滤波电路接收第一高频PWM信号，输出工频管PWM信号；根据高频管PWM信号和工频管PWM信号，由驱动电路分别输出高频管驱动信号和工频管驱动信号。

其中，高频驱动滤波电路设置高频PWM滤波参数，接收第二高频PWM信号后，滤除第二高频PWM信号中的干扰信号，得到高频管PWM信号；

工频驱动滤波电路设置工频PWM滤波参数，接收第一高频PWM信号后，对第一高频PWM信号进行衰减控制，得到工频PWM信号。

步骤143，图腾柱拓扑中的高频管根据高频管驱动信号进行驱动，以及图腾柱拓扑中的工频管根据工频管驱动信号进行驱动。

本申请最终达到高频管和工频管同步换向效果，保证同步后，工频管就不再是用实际电压控制，假如采样不准就会出现实际电压未过零就换向的现象，示意图如图16所示。这种情况下也不会出现电流畸变，换向前开关模态如图17所示，当发生换向，工频上管Q3导通，高频上管Q1占空比由0变为1，此时会以很长的时间维持在如图18所示的开关模态中，由于此时电网的电压较低，与电感电流方向相同，电流的变化量很小可以忽略；而后高频下管Q2导通占空比很小，在实际中不能满足导通条件，通常会表现为驱动电压未达到米勒平台而无法开通开关管，所以可以认为其占空比为0，高频下管Q2导通后会处于图19所示的模态中，此时会叠加母线电容的电压导致电感电流急剧上升，但由于工频管和高频管同步，就会保证工频上管Q3导通，高频下管Q2一定是小占空比，所以电流上升很小。

本发明经过实际测试，在不输出无功下，电流在过零点处几乎无畸变，输出无功时，在电压过零点处基本无畸变，二者的延时只有硬件带来延时，相对于改善前的电流跌落有很大改善。

同时应对较差的输入条件，例如鞍山波形这类谐波含量高，谐波幅值大的电网，保证了工频管高频管同步换向，就不会在过零附近出现电流尖峰，原理同上。

通过实施例控制方法的实施，能够实现以控制模块输出的类正弦波进行工频管和高频管的控制，完成工频管和高频管同步换向，改善过零点处的电流畸变，尤其是并网逆变输出无功时的电流畸变。如图21所示的在功率因数为1的情况下的实际测试波形图，图22所示的在功率因数－0.8的情况下的实际测试波形图，图23所示的在功率因数为0.8的情况下的实际测试波形图；在不输出无功下，电流在过零点处几乎无畸变，输出无功时，在电压过零点处基本无畸变，相对于改善前的电流跌落有很大改善。

此处第一、第二……只代表其名称的区分，不代表它们的重要程度和位置有什么不同。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。