一种同步整流变换器负向电流控制方法和电路

摘要

本发明公开了一种同步整流变换器负向电流控制方法和电路，方法包括以下步骤：采样同步变流器的整流管的DS电压；获取同步整流变换器的续流管的驱动信号；依据所述DS电压信号和所述驱动信号获取表征变换器负向电流值的脉宽信号dPulse；依据脉宽信号dPulse生成负向电流调节值dT3；将所述dT3与同步变换器的续流管的开通时间相叠加，实现对负向电流的控制。本发明通过获取整流开关管的DS电压变化情况，间接获取电感负向电流信息，进一步调整同步整流管的开通时间，能实现对负向电流的准确控制。

说明书

技术领域

本发明属于变换器控制技术领域，特别是一种同步整流变换器负向电流控制方法和电路。

背景技术

随着现代电子系统的发展，低压大电流变换器需求越来越广泛，用同步整流开关管替代传统的二极管整流可以大幅提升变换器的转换效率，因而同步整流变换器得到了学术界和工业界的广泛研究和应用。

图1A给出了典型的同步整流buck变换器，第一开关Q1是高频斩波开关管，其决定着变换器的输出电压，第二开关Q2即是同步整流开关管；第一二极管D1和第二二极管D2分别是Q1和Q2开关管的体二极管；第一电容C1和第二电容C2分别是Q1和Q2开关管的寄生电容。当同步整流开关管的体二极管D2导通时，即打开Q2开关管，以让电流流经Q2的沟道，降低压降减小损耗和提升效率。同步整流Buck变换器可以显著降低导通损耗提升效率，然而由于同步整流开关管Q2的沟道可以双向流通，不恰当的控制会导致电感的负向电流过大，恶化变换器的转换效率。图1B和图1C给出了同一个工况下同步整流buck变换器的电感电流示意图，可以看出图1B中同步整流开通时间过长，致使电感负向电流过大，导通损耗增加，影响变换器效率。图2给出了四开关升降压变换器拓扑示意图，同样地，第四开关管Q4也是一个同步整流开关管；图2B给出了四开关升降压变换器的电感电流波形示意图，合理控制电感电流的负向电流大小直接影响变换器的整体效率。

学术界和工业界针对同步整流变换器的负向电流，给出了众多解决方案。文献，“AHigh Efficiency Model-Based Adaptive Dead-Time Control Method for GaN HEMTsConsidering Nonlinear Junction Capacitors in Triangular Current ModeOperation”，根据死区过程中的电路工作状态，建立死区数学模型，计算得到合适的死区公式，实现死区的自适应调节；然而该方法实现复杂，需要采样电感电流；采用查表法更新死区，不能包含所有工况，导致死区查不准查不全；发明专利CN 106849659B，通过在串接在电感负向电流回路种的取样电阻获取负向电流信息，进而控制负向电流大小。该方法可以实现负向电流的准确控制，然而电阻取样一方面增加体积、增加损耗，而且由于负向电流较小，电阻取样信号较弱，易受干扰，可靠性低。发明专利US10418912B2，通过检测开关管DS电压变化情况，间接获取电感电流过零信息，实现方式相对复杂；且DS关键拐点不清晰，抗干扰能力弱。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术存在的问题，提供一种同步整流变换器负向电流控制方法和电路。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种同步整流变换器负向电流控制方法，所述方法包括以下步骤：

步骤1，采样同步变流器的整流管的DS电压；

步骤2，获取同步整流变换器的续流管的驱动信号；

步骤3，基于步骤1和步骤2获取表征变换器负向电流值的脉宽信号dPulse；

步骤4，依据脉宽信号dPulse生成负向电流调节值dT3；

步骤5，将所述dT3与同步整流变换器的续流开关管的开通时间相叠加，实现对负向电流的控制。

进一步地，步骤3所述基于步骤1和步骤2获取表征变换器负向电流值的脉宽信号dPulse，具体包括：所述续流管的驱动信号和DS电压经由与门后输出脉宽信号dPulse。

进一步地，步骤4所述依据脉宽信号dPulse生成负向电流调节值dT3，具体包括：

步骤4-1，实时测量输入信号dPulse高电平持续时间dTP；

步骤4-2，所述dTP信号和基准信号DT

步骤4-3，对所述误差信号dTError作比例积分运算，获得负向电流调节值dT3，即dT3＝(k

一种同步整流变换器负向电流控制电路，所述电路包括：四开关升降压变换器主功率电路和控制器；

所述四开关升降压变换器主功率电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关和电感，电感的一端连接于第一开关和第二开关之间，另一端连接于第三开关和第四开关之间；输入源以电压V

所述控制器包括第一输入信号端和第二输入信号端，分别为四开关升降压变换器主功率电路的输入电压采样值V

进一步地，所述控制器包括减法器、输出电压闭环调节模块、T1～T4时间段参数计算模块、PWM生成模块、脉宽获取模块以及负向电流自适应控制模块；

所述减法器，用于对输出电压采样值V

所述输出电压闭环调节模块，用于对减法器输出的误差值做比例积分运算；

所述T1～T4时间段参数计算模块，用于依据输入电压采样值V

所述PWM生成模块，用于将T1～T4时间段参数计算模块输出的T1～T4时间段转换成四开关升降压变换器第一开关至第四开关的高频调制脉宽，输出通断控制信号QS1、QS2、QS3、QS4，实现对变换器的控制；

所述脉宽获取模块，用于依据四开关升降压变换器的DS电压变化值和续流管的驱动信号，获取脉宽信号dPulse；

所述负向电流自适应控制模块，用于依据脉宽信号dPulse生成负向电流调节值dT3，并输入至所述T1～T4时间段参数计算模块，实现对四开关升降压变换器负向电流的控制。

本发明通过采样整流管漏源极DS电压，间接获取同步整流变换器负向电流的信息，实现对负向电流的闭环控制，与现有技术相比显著有点为：1)仅通过电阻进行DS电压采样，采样方案简单方便，相比与现有的分流器取样方案，体积小且不会引入额外损耗，对提升变换器的功率密度具有较大好处；2)通过对负向电流进行闭环自适应调整，变换器负向电流大小不受变换器输入电压、输出负载等因素影响，有利于实现变换器全工况软开关；3)通过电阻采样主开关管漏源级电压信号，该信号幅值大、特性信息明显，具有可靠性高、抗干扰能力强的优势。

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

附图说明

图1A为同步整流buck变换器示意图。

图1B为同步整流buck变换器典型波形之一示意图。

图1C为同步整流buck变换器典型波形之二示意图。

图2A为四开关升降压变换器功率拓扑图。

图2B为四开关升降压变换器典型波形示意图。

图3为一个实施例中的实施例框图。

图4为一个实施例中的脉宽获取模块框图。

图5为一个实施例中的负向电流控制模块框图。

图6A为一个实施例中的典型波形图。

图6B为一个实施例中的模态电路图。

图7为一个实施例中的实验波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实例中的附图，对本申请实例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在一个实施例中，提供了一种同步整流变换器负向电流控制方法，所述方法包括以下步骤：

步骤1，采样同步变流器的整流管的DS电压；

步骤2，获取同步整流变换器的续流管的驱动信号；

步骤3，基于步骤1和步骤2获取表征变换器负向电流值的脉宽信号dPulse；

步骤4，依据脉宽信号dPulse生成负向电流调节值dT3；

步骤5，将所述dT3与同步整流变换器的续流开关管的开通时间相叠加，实现对负向电流的控制。

进一步地，在其中一个实施例中，步骤3所述基于步骤1和步骤2获取表征变换器负向电流值的脉宽信号dPulse，具体包括：所述续流管的驱动信号和DS电压经由与门后输出脉宽信号dPulse。

进一步地，在其中一个实施例中，步骤4所述依据脉宽信号dPulse生成负向电流调节值dT3，具体包括：

步骤4-1，实时测量输入信号dPulse高电平持续时间dTP；

步骤4-2，所述dTP信号和基准信号DT

步骤4-3，对所述误差信号dTError作比例积分运算，获得负向电流调节值dT3，即dT3＝(k

这里优选地，所述基准信号DT

示例性地，在其中一个实施例中，以四开关升降压变换器为实施例，详细介绍本发明提供的负向电流控制方法及控制电路。这里，需要指出的是，本发明方案同样适用于同步整流降压变换器、同步整流升压变换器等其他同步整流类变换器拓扑。

结合图3，四开关升降压变换器负向电流控制电路包括：四开关升降压变换器主功率电路300和控制器301；

所述四开关升降压变换器主功率电路300包括第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4和电感L

这里，控制器301可以是数字控制器(DSP)，微信处理器MCU或者现场可编程逻辑器件FPGA等。

进一步地，所述控制器301包括第一输入信号端和第二输入信号端，分别为四开关升降压变换器主功率电路300的输入电压采样值V

进一步地，所述控制器301包括减法器302、输出电压闭环调节模块303、T1～T4时间段参数计算模块304、PWM生成模块305、脉宽获取模块306以及负向电流自适应控制模块307；

所述减法器302，用于对输出电压采样值V

所述输出电压闭环调节模块303，用于对减法器302输出的误差值做比例积分运算，即V

所述T1～T4时间段参数计算模块304，用于依据输入电压采样值V

T

式中，k

所述PWM生成模块305，用于将T1～T4时间段参数计算模块304输出的T1～T4时间段转换成四开关升降压变换器第一开关Q1至第四开关Q4的高频调制脉宽，输出通断控制信号QS1、QS2、QS3、QS4，实现对变换器的有效控制。

示例性地，如图3所示，本发明通过对T3时间段，也即Q3导通时间长短时间对电感电流负向值大小的控制；如图2A和图2B所示，在T3时间段内Q2和Q3同时导通，输出电压施加在电感L

由上述T3的计算公式所示，T3时间段的具体时间参数由两部分组成，分别是第一项

由该式可知，Sp2是负向电流调整的关键变量。

如图3所示，dT3的获取由脉宽获取模块306以及负向电流自适应控制模块307实现。所述脉宽获取模块306的第一输入为开关管Q3的驱动信号QS3，该信号为高电平时开关管Q3导通，反之Q3关断。脉宽获取模块306的第二输入为开关管Q4的DS两端的电压(经电阻分压送至MCU控制器)v

所述负向电流自适应控制模块307的输入信号为脉宽获取模块306的输出信号dPulse，依据所述dPulse信号输出负向电流调节值dT3，从而实现对变换器负向电流的实时控制。

图3中脉宽获取模块306和负向电流自适应控制模块307的详细实施方案如图4和图5所示。

如图4所示，脉宽获取模块306包括反相器U1和二输入与门。图3中升降压变换器的第三开关管Q3的驱动信号经由反相器之后输入至所述二输入与门的一端；图3中升降压变换器的第四开关管Q4的漏极和源极两端电压输入至所述二输入与门的另一端；所述二输入与门的输出信号即为脉宽获取模块306的输出信号dPulse，该信号表征着所述升降压变换器的电感的负向电流的大小。

图4脉宽获取模块的物理意义如图6A示意图所示。由图4易知，脉宽获取模块输出的脉宽dPulse对应的是四开关升降压变换器第三开关管Q3关断时间内，第四开关管Q4漏源电压v

图5所示为负向电流自适应控制模块307的具体实施方式。所述负向电流控制模块的输入信号为图4脉宽获取模块的输出信号dPulse，负向电流控制模块的输出信号为dT3，依据该信号对同步整流变换器的负向电流进行实时闭环控制。所述负向电流控制模块进一步包含脉宽时间测量单元501、减法器单元502和脉宽闭环调节单元503。脉宽时间测量单元501实时测量输入信号dPulse高电平持续时间dTP。所述信号dTP作为减法器单元502的第一输入，所述dTP信号和减法器第二输入基准信号DT

为进一步说明本发明控制方法的效果，依据本发明实例，搭建四开关升降压变换器。在28V输入电压，36V输出电压的条件下，测得变换器稳态波形，如图7所示，可以看出本发明可以有效对电感的负向电流进行精准控制。

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。