一种基于集成光路的正弦-余弦光频率检测装置及其在光学感测中的应用

摘要

本发明公开了用于光子集成回路的正弦‑余弦光频率检测方法和装置，其结构之一包括用以接收待测光频率的输入端口，一个光学耦合器，两个马赫‑曾德尔干涉模块和四个光电探测器。光频率的输入端口与光学耦合器连接，将输入端口的光分成两个分支，每个分支分别连接一个马赫‑曾德尔干涉模块，两个干涉模块的两臂之间存在一定的延迟不平衡，区别在于第一马赫‑曾德尔干涉模块的延迟不平衡比第二马赫‑曾德尔干涉模块的延迟不平衡长四分之一波长，从而在两臂之间产生额外的相位差。然后，由两个光电探测器检测每个马赫‑曾德尔干涉模块的两个输出，产生两个互补的干涉信号。第一马赫‑曾德尔干涉模块的两个互补干涉信号的差值是光频率的正弦函数，而第二马赫‑曾德尔干涉模块的两个互补干涉信号的差值与光频率的余弦函数成正比。利用旋转编码器/解码器常用的正弦/余弦解释算法，可以很容易地获得光频的任何增量。另外，加入第三个马赫‑曾德尔干涉模块，其延迟不平衡远小于第一和第二个加入第三个马赫‑曾德尔干涉模块，用于获得绝对光频率。

说明书

技术领域

本发明属于集成光子学技术领域，具体来说，涉及一种能够测量光的光频信息的光子集成装置以及其在光探测和测距(激光雷达)等方面的应用。

背景技术

光学频率信息的检测具有广泛的应用，例如激光频率控制、激光频率分析、光纤光栅解调、用于光学相干层析成像的频率触发信号、光学频域反射测量以及用于自动驾驶车辆防撞的啁啾激光雷达系统。在这些应用中，精确地测量或获得高分辨率和高速的光频率信息是非常重要的，甚至起着决定性作用。

测量光的频率信息可通过很多不同的光学频谱分析方法实现，例如，1)使用空间色散元件，如衍射光栅，在空间上分离不同的光学频率分量，2)使用可调窄带滤波器，如法布里-珀罗谐振器或一个可调谐光纤光栅，按顺序调整带通频率选择不同频率成分的输入光，当两干涉臂的路径差变化时，对迈克尔逊或马赫-曾德尔干涉模块的输出进行快速傅里叶变换(FFT)。分辨率、光谱范围和测量速度通常是相互对立的，因此不能同时实现这三个参数精确测量。例如，基于法布里-珀罗滤波器的频谱分析仪的分辨率和测量范围是成反比的。使用这类技术要获得良好的分辨率，往往以降低频率测量范围为代价，测量范围可通过调节自由光谱范围(FSR)进行设置。此外，基于差分群延迟(DGD)元件在两个正交偏振之间产生延迟，对光信号进行偏振分析，可用于实现多种获取光谱信息的设备。该方法克服了现有光学光谱分析仪的不足，同时实现了高光谱分辨率、宽光谱范围和高速度。但是，这些方案都是用大体积的光学元件组成的，不适合在光子集成回路中集成。

发明内容

本专利提供了一种适合于光子集成回路制造的光频率测量装置。

在一方面，所公开的技术可以在光子学集成回路(PIC)中实现，特别是在硅光子学中，以提供用于测量光频率的检测装置，包括用以接收待测光频率的输入端口；一个光学耦合器，它将输入端口的光分成两个分支。每个分支的光分别进入一个马赫-曾德尔干涉模块，两个干涉模块的两臂之间存在一定的延迟不平衡，区别在于第一个干涉模块的延迟不平衡比第二个干涉模块的延迟不平衡长四分之一波长，从而在两臂之间产生额外的相位差。然后由两个光电探测器检测每个干涉模块的两个输出，产生两个互补的干涉信号。第一个干涉模块的两个互补干涉信号的差值是光频率的正弦函数，而第二个干涉模块的两个互补干涉信号的差值与光频率的余弦函数成正比。利用旋转编码器/解码器常用的正弦/余弦解释算法，可以很容易地获得光频率的任何增量。

在另一个方面，在改变光频率时，使用具有更小延迟不平衡的第三个马赫-曾德尔干涉模块来产生更慢的输出变化。所有的三个干涉模块一起，也可以确定绝对光频率。PIC光学频率探测器可以实现相干激光雷达、光学相干层析成像(OCT)、光学频域反射计(OFDR)和光纤布拉格光栅(FBG)解调仪的芯片集成，这些应用中都需要快速、精确的光频率检测。此外，本应用中所公开的光频率探测器也可以实现任意波形的精确激光频率控制。

上述内容、其它方面及其实现均在图纸、说明和权利要求书中对所公开技术的进行了更详细的描述。

附图说明

图1是基于马赫-曾德尔干涉模块的现有技术k-时钟(f-时钟)发生器，用于生成等间距频率标记。

图2是一种正弦/余弦光频率探测器(OFD)的示意图。输入到频率探测器的光被分成两个分支，每个分支分别进入一个马赫-曾德尔干涉模块。顶部马赫-曾德尔干涉模块两臂的延迟不平衡为△L，底部马赫-曾德尔干涉模块的两臂的延迟不平衡为△L+/-λ/4。考虑到制造公差，干涉模块的公称不平衡可以相同，λ/4的差异可以通过一个π/2移相器产生。可选配加热器对干涉模块的相移差进行微调；相移差的调整范围在0到π/2之间。

图3是一种偏振不敏感的正弦/余弦光频率探测器的示意图。输入光通过一个偏振分束器(PBS)301转换分为TE支路315和TM支路316两个支路。在TE支路之后接入由图2中所述的两个马赫-曾赫德尔干涉模块制成的频率解码器。在TM支路中，进入图2中由两个马赫-曾赫德尔干涉模块制成的第二个相同频率探测器之前，通过模式转换器将TM模式转换为TE模式。这样，无论输入光是何偏振态，都可以在器件的上分支或下分支获得足够的光功率，从而获得递增的光频率信息。

图4是一种用于计算光信号瞬态相位或频率的正弦/余弦解调电路的的图示。

图5是一种用于获取光信号的瞬时相位或频率的数字电路的图示。

图6是本申请中正弦/余弦光频率探测器的一个实施例的图示，其将一个大自由光谱范围(FSR)的马赫-曾德尔干涉模块与一对小FSR干涉模块相结合，以实现绝对光学频率检测。

图7是使用图6中所述的大型FSR的光学频率探测器(OFD)和小FSR的OFD的组合来构建绝对频率探测器的图解。

图8是用以实现绝对光频率检测的正弦/余弦光频探测器实施例。

图9A是一种正弦/余弦光学频率探测器实施例，该装置由一个包含1x2耦合器与2x3MMI耦合器的小FSR干涉仪和一个大FSR的MZI组成，用于绝对光学频率检测。

图9B示出了图9A中2x3 MMI耦合器的三个光电探测器的输出示例。

图9C示出了正弦/余弦光学频率探测器中MZI的另一实施方式的示例，其中图9A中的大FSR被基于定向耦合器的WDM代替。

图10是使用2x4 MMI耦合器代替图9A中的2x3 MMI耦合器的正弦/余弦光频率探测器实施例。

图11示出了本专利文件中公开的正弦/余弦光学频率探测器的偏振灵敏度最小化的配置的实施例。

图12是将一个可调谐激光器与上面披露的任何正弦/余弦OPD集成在PIC芯片上的实施例。检测到的频率可以作为光学频率合成器反馈来控制激光频率。

图13是在PIC芯片上集成了一个可调谐激光器、一对平衡光探测器和一个正弦/余弦光频率探测器构成的光学相干域反射计(OFDR)的图示。这里仅需几个毫米的延迟不平衡就可取代图1中所述的现有技术方法中几百米的延迟不平衡。

图14是在PIC芯片上集成了可调谐激光器、一对平衡光探测器和一个正弦/余弦光频率探测器构成的啁啾激光雷达。

图15是一个频域OCT与PIC芯片上的可调谐激光器、一对平衡光电探测器和一个正弦/余弦光学频率探测器集成的图示。

图16是在PIC芯片上集成一个宽频带光源、一个波分复用器(WDM)、一个Nx1开关和一个正弦/余弦光频率探测器(OFD)构成的片上FBG解调仪的图示。

图17是在PCI芯片上集成一个宽带光源、一个波分多路复用器(WDM)和N个图2所示的正弦/余弦光频率探测器(OFD)构成的片内FBG解调仪的图示。

图18A基于上述任何正弦/余弦OPD和90°混合相干接收机的用于干涉式分布式传感的PIC解调仪芯片的图示。

图18B示出了可以用2D垂直光栅代替图18A中的PBSR部分以实现偏振分束。

图19是基于以上公开的任何OFD和2×4MMI耦合器的用于干涉式分布式感测的PIC解调仪芯片的图示。

图20是基于上述公开的OFD和2x3 MMI耦合器的，用于干涉式分布式传感的PIC解调仪芯片的图示。

图21示出了图18至图20中公开的PIC解调仪芯片被用于不同的分布式感测应用，包括OCT、OFDR和FMCW激光雷达。

其中：101、一乘二多模干涉耦合器；102、延迟线；103、二乘二多模干涉耦合器；

201、一乘二多模干涉耦合器；202、一乘二多模干涉耦合器；203、二乘二多模干涉耦合器；204、热相位调制器；205、一乘二耦合器；206、二乘二多模干涉耦合器；207、π/2移相器；208、热相位调制器；209、第一马赫-曾德尔干涉仪；210、第二马赫-曾德尔干涉仪；

301、偏振分束器；302、一乘二多模干涉耦合器；303、一乘二多模干涉耦合器；304、二乘二多模干涉耦合器；305、二乘二多模干涉耦合器；306、π/2移相器；307、一乘二多模干涉耦合器；308、TM到TE模式转换器；309、一乘二多模干涉耦合器；310、一乘二多模干涉耦合器；311、二乘二多模干涉耦合器；312、二乘二多模干涉耦合器；313、π/2移相器；314、一乘二多模干涉耦合器；315、TE支路；316、TM支路；

601、一乘二多模干涉耦合器；602、图2所示的正弦/余弦光频率探测器；603、一乘二多模干涉耦合器；604、二乘二多模干涉耦合器；605、热相位调制器；606、π/2移相器；

1201、可调谐激光器；1202、一乘二多模干涉耦合器；1203、图2所示的正弦/余弦光频率探测器；1209、正弦/余弦解译电信号处理模块；

1301、数字电路模块；1302、可调谐激光器；1304、1307、可调光衰减器；

1306、光纤环、1308、图2所示的正弦/余弦光频率探测器；1309、正弦/余弦解译电信号处理模块；

1401、数字电路模块；1402、可调谐激光器；1403、一乘二多模干涉耦合器；1404、光衰减器；1405、二乘二多模干涉耦合器；1412、数字电路模块；1413、图2所示的正弦/余弦光频率探测器；

1501、数字电路模块；1502、可调谐激光器；1503、一乘二多模干涉耦合器；1504、光衰减器；1505、二乘二多模干涉耦合器；1512、图2所示的正弦/余弦光频率探测器；

1601、光环形器；1602、宽带光源；1603、波分多路复用器；1604、Nx1光开关；1611、正弦/余弦解译电信号处理模块；1612、图2所示的正弦/余弦光频率探测器；

1701、波分多路复用器；1702、光环形器；1703、1704、1705、1706图2所示的正弦/余弦光频率探测器。

具体实施方式

测量光的频率信息可通过很多不同的光学频谱分析方法实现，例如，1)使用空间色散元件，如衍射光栅，在空间上分离不同的光学频率分量，2)使用可调窄带滤波器，如法布里-珀罗谐振器或一个可调谐光纤光栅，按顺序调整带通频率选择不同频率成分的输入光，当两干涉臂的路径差变化时，对迈克尔逊或马赫-曾德尔干涉模块的输出进行快速傅里叶变换(FFT)。分辨率、光谱范围和测量速度通常是相互对立的，因此不能同时实现这三个参数精确测量。例如，基于法布里-珀罗滤波器的频谱分析仪的分辨率和测量范围是成反比的。使用这类技术要获得良好的分辨率，往往以降低频率测量范围为代价，测量范围可通过调节自由光谱范围(FSR)进行设置。对于扫描范围为160nm、扫描重复率为数十kHz的快速扫描可调谐激光源，在扫描激光波长时测量波长作为时间的函数是可取的。但使用上述技术进行此类测量是非常困难的。

基于差分群延迟(DGD)元件在两个正交偏振之间产生延迟，对光信号进行偏振分析，可用于实现多种获取光谱信息的设备。该方法克服了现有光学光谱分析仪的不足，同时实现了高光谱分辨率、宽光谱范围和高速度。基于此方法的偏振光学频谱分析仪(P-OSAs)包含在姚等人的美国专利(专利号：8345238，“基于偏振分析的光谱特性测量”)中，本申请通过引用将其作为本专利文件的公开的一部分并入本专利文件的公开的一部分。Yao等人在美国临时专利申请(申请号：62/503，919)中提出的“基于光偏振特性的正弦-余弦光频率编码器装置”进一步披露了通过DGD元件和偏振器后分析光功率来检测光频率的方案。但是，这些方案都是用大体积的光学元件组成的，不适合在光子集成回路中集成。

本专利文件包括适合于用PIC制造的光频率检测装置的示例，以实现低成本制造和简便的信号处理。特别是，最终频率信息可以推导为一对正弦和余弦函数，类似于在运动控制应用中用于获取角度或位置信息的常用正弦/余弦编码器。由于正弦/余弦编码器在工业中被广泛使用，并且信号的插值和应用是众所周知的，因此可以通过使用所公开的技术来构建这样的光学频率探测器，以实现低成本和紧凑的尺寸等广泛应用，例如，激光频率测量和控制，光纤光栅解调仪，扫频或啁啾频率传感器系统，如下所述。

图1a说明了基于OCT、OFDR和相干激光雷达系统中常用的马赫-曾德尔干涉模块的k时钟(或f时钟)发生器的现有技术实施例,光由输入耦合器101进入干涉模块,通过输出耦合器103进入光电探测器。干涉模块的输出光经光电探测器PD1和PD2转化为输出光电流I1和I2的；可以表示为

其中I

FSR＝1/τ＝c/ΔL， (2)

其中，τ和ΔL分别为延迟线102产生的干涉模块两臂间的延迟时间和光程长度差。

由式(1)减去式(2)得

图1b给出了测量范围与频率测量分辨率之间的关系。原则上，对于频率增量的明确检测，检测范围被限制在自由光谱范围(FSR)的一半。然而，较大的波动抑制率会导致较低的频率斜率，从而导致较差的测量分辨率。相反，要实现较高的频率分辨率需要小的FSR或大的延迟不平衡两臂。对于检测单向光频扫描，在某些应用中可以简单地得到具有等频间隔的过零频率。

k时钟发生器的目的是产生等频率间隔的触发脉冲用于数据采集，这样获得的数据点被标记为等间隔的频率标记。如图1b所示，如果可调谐激光器的频率变化是单向的，则可以在过零点用不平衡马赫-曾德尔干涉模块产生这种频率标记。在对数据进行FFT处理时，可得到反向散射信号的正确距离信息。这种方法的一个主要问题是，通常需要在两个干涉臂之间引入非常大的延迟不平衡，尤其在一些大测量范围的应用中，如OFDR和相干激光雷达。例如，一个测量范围为1公里的OFDR，可能需要2公里的延迟不平衡。如此大的延迟是很难集成在PIC芯片上的。此外，长时延下，激光的相位噪声效应会很严重，造成k时钟误差。特别是，激光相位噪声的影响可能会使激光局部频率调谐方向发生逆转，导致从FFT获得的距离信息出现较大误差。

图2显示了使用第一和第二马赫-曾德尔干涉模块的本发明的第一个实施例；图中的光路集成于芯片时，本文中的光频率检测装置意思等同于光频率检测模块。其中201、202、203、205和206为多模干涉模块耦合器；207为π/2移相器；204和208为加热器；PD1、PD2、PD3和PD4均为光电探测器。第一个干涉模块209两个干涉臂之间的延迟不平衡ΔL，其两个输出遵循方程式(1)和(3)。第二个干涉模块210的延迟不平衡为ΔL±λ

其中I

θ＝2πf/FSR (5c)

通过使用众所周知的正弦/余弦插值算法，θ变化的方向和幅度均可求得，即使θ变化是2π的倍数。θ可以也可通过下式得到

当θ的变化超过2π时，可以采用条纹计数来展开相位，因为θ的方向可以确定，这将会在后面讨论。

频率的变化可以很容易地得到:

注意，使用正弦和余弦项，极高的频率变化分辨率可以在无限的测量范围内实现。然而，如果只有一个正弦和余弦项可用，频率分辨率和测量范围都是有限的。例如，对于一个在大气中测量范围为300米的激光雷达或一个在光纤中测量范围为200米的OFDR系统，对应于一个往返的光学路径长度为600米，通过零交点产生f-时钟的马赫-曾德尔干涉模块的延迟不平衡在光纤中为400米(空气中为600米)。对应的频率分辨率为

但是，如果使用正弦/余弦解译，假设处理数据的数字分辨率为16位，在空气中最小延迟不平衡仅需0.92mm就能达到250khz频率分辨率。上面的估计是通过将Eq.(8)中的FSR放大2

图2中的器件可以使用衬底上的波导和波导组件来构造，例如多模干涉仪(MMI)器件光耦合器，以提供所需的光耦合光波导之间的干涉仪。整个设备是一个集成的片上系统，可以以低成本实现大规模、紧凑集成。在两个波导干涉仪中的每一个中，两个光臂中的至少一个耦合到能够改变光臂的光程的器件上。例如，在图2所示的两个干涉仪中，每个干涉仪的下波导臂上都耦合有电加热器，以控制折射率或/和加热波导的长度，从而控制两个光臂之间的相对相位延迟。除了加热器之外，还可以使用其他器件来控制折射率或两个波导中的一个或两个波导的长度，以控制两个光臂之间的相对相位延迟，例如电光调制器。在第二个干涉仪中，一个移相装置也耦合到较低的波导臂以提供所需的相移。

图3显示了正弦/余弦光频率探测器(OFD)的偏振不敏感实施例。由于用于制作频率探测器的波导是单模的，即TE模或TM模，对于具有任意偏振的输入光，图2中的配置可能会有问题。例如，如果图2中的波导仅支持TE模式，则输入光中的TM模式分量可能会严重衰减，从而导致测量不准确。为了克服该问题，在图3中采用了一个偏振分束器301首先将输入光分离成一个TE波导(位于光路的上分支315)和一个TM模式波导(位于光路的下分支316)。上部分支315的TE波导中的光然后进入和图2结构相同的的正弦/余弦OFD；其中302、303、304、305和307为多模干涉模块耦合器。下部分支的TM模式波导中的光然后通过TM到TE模式转换器308转换为TE模式，然后进入与上支路相同的正弦/余弦OFD。这样，无论输入偏振态是什么，在OFD的上支或下支中都可以获得足够的光功率来获取光频率信息。具体来说，将上支和下支的信号结合起来，可以得到如下OFD信号:

从数学上证明了OFD输出对输入偏振变化不敏感。如果输入是纯TE，则I

图4显示了用于实现计算所述光信号的瞬时相位或频率的算法的现有技术模拟电路。也可以通过执行图4中所示的数字数学计算来实现这样的算法，以首先获得θ变化Δθ，然后使用式(7)获得光频率变化Δf。这种算法也可以通过执行图5所示的数字数学计算来实现，首先获得θ变化Δθ，然后使用式(7)获得光频率变化Δf。

图5显示了用于获取光信号的瞬时相位或频率的数字电路。图5a中的比较器是为了得到周期计数的过零位置，如图5b的顶部和中间图所示。图5a中的ADC将对数据进行数字化，然后使用DSP利用公式

图6显示了本应用中正弦/余弦光频率探测器的第三个实施例，该方法将一个大自由光谱范围(FSR)的马赫-曾德尔干涉模块与一对小FSR干涉模块结合在一起，以实现高分辨率的绝对光频率检测。输入光由光耦合器，如多模干涉模块(MMI)耦合器，分离成两个波导。上分支接与图2相同结构的光学频率探测器602(OFD)，下分支接另一个延迟不平衡ΔL小得多，例如达到9μm的或者自由光谱范围(FSR)更大的,例如达到140nm马赫-曾德尔干涉模块。其中，601、603和604为多模干涉模块耦合器；605为加热器；606为移相器。PD5和PD6为光电探测器。

图7显示了使用图6中所述的大FSR的光学频率探测器(OFD)和小FSR的OFD的组合来制作绝对频率探测器。选择较大的FSR值，使得在感兴趣的频率(或波长)范围内，检测到的光功率变化限制在余弦函数的四分之一处，以用于粗略绝对光频率测量，如图所示。在此四分之一周期内，小FSR的OFD会产生大量周期。只要FSR较大的OFD的频率分辨率足够好，可以分辨小FSR的一个周期的OFD，就可以准确地得到光源的绝对频率。例如，在一些实施方式中，大的FSR

在一些实施方式中，图6中具有大FSR的MZI可以被替换为具有与图7类似的强波长依赖性的定向耦合器，例如基于定向耦合器的粗WDM，其中一个端口输出1550nm信号，另一个端口输出1310nm信号。

图8示出了这样的正弦/余弦OFD，其将一对小自由光谱范围(FSR

基于PD5、PD6两个光探测器的输出和FSR

图9A示出了由不同种类的干涉仪制成的绝对正弦/余弦OFD，其中包括一个1x2耦合器(耦合器1)和一个自由光谱范围小的2x3 MMI耦合器(FSR1＝c/ΔL)，在某些实现中可能在GHz量级。该干涉仪用于替代图2和图6中的一对MZI。光耦合器1使用光耦合器将偏振输入光(例如，TE偏振光)分成上光支路中的第一光信号和下光支路的第二光信号中。上支干涉仪的结构是产生三个相位不同的光输出干涉仪信号，例如相位为0度、120度和-120度，如图9A所示。上分支的干涉仪FSR

I

I

I

图9B示出了来自图8中2x3 MMI耦合器的3个输出的相位关系如图9A中所示，它们彼此相差120°。根据上述关系，可以从三个信号中确定光频率f的绝对值：

cosθ

相位展开算法可用于计算式(12)中超过2π的相位变化，使频率测量范围更大。因此，可以得到光源的光学频率f增量。

图9C示出了另一种配置，其中可以用基于定向耦合器的波分复用(WDM)替代光耦合器1输出端的下光支路中具有较大FSR(FSR2)的OFD，以实现绝对光频率检测，类似于图8的配置。

图10示出了类似于图9A的另一正弦/余弦OFD，不同在于由光耦合器1产生的上部光分支中的光干涉仪将图9A中的2x3 MMI耦合器替换为2x4 MMI耦合器，产生四个具有四个不同相位值的光学干涉信号。上部光分支干涉仪设计为产生两个不同的输出干涉信号作为光频率的正弦函数给第一和第二光电探测器PD1和PD2，以及另外两个不同的干涉信号作为光频率的正弦函数给第三和第四光电探测器PD3和PD4：

I

I

I

I

在图10中，上部光学分支中使用了1x2耦合器和2x4 MMI耦合器，以形成小FSR(FSR1＝c/ΔL约为GHz)的干涉仪。该OFD可以与FSR大得多的OFD(FSR2＝c/δL在数千GHz量级)组合使用，以进行绝对频率检测，其原理与图7相似。或者，可以用基于定向耦合器的波分复用代替具有大FSR的OFD，以实现绝对光频率检测，类似于图8和图9的配置。2x4 MMI耦合器的四种输出可以表示为:

由式(13)可以得到高分辨率的光频率增量，通过FSR小得多的OFD可以得到绝对光频率。

图11示出了上述正弦/余弦OFD偏振灵敏度最小化的一般配置。通常，基于SiO

图12示出了可调谐激光器与上述任何正弦/余弦OFD的集成。检测到的频率可以反馈来控制激光频率，使其能够作为一个光学频率合成器。可以使用它来实现以下功能:1)将激光输出稳定到范围内的任意固定频率；2)产生具有高线性度的频率斜坡；3)生成任意频率变化波形。

图13显示了在同一PIC芯片上集成有可调谐激光器1302、一对平衡光探测器PD5、PD6，两个可调光衰减器1304、1307和图2所示的正弦/余弦光频率探测器1308的光学相干域反射计(OFDR)。另外，如果需要绝对光学频率检测，也可以使用图6的OFD。在这样的系统中，精确已知的频率增量对于获得物体的精确距离信息至关重要。OFDR通常使用如图1所示的具有100米量级延迟不平衡的光学干涉模块(马赫-曾德尔或迈克尔逊)来生成f-时钟，获得触发数据采集的频率增量。如此大的干涉模块是不可能集成在PIC芯片上的。此外，在光纤延时较长的情况下，它还会受到偏振变化的影响。在这里，OFD探测器可以获得相同的频率分辨率，只有几毫米的延迟不平衡，因此可以进行直接积分，而没有偏振衰落的问题。或者，所获得的频率信息也可用于控制所述可调谐激光器，以产生超线性频率调制。

更具体地说，图13中的示例OFDR系统将可调谐激光器作为PIC芯片上的光源用于传感光束。第一分束器，可以是MMI，制作在PIC芯片上，并被耦合以接收来自可调谐激光器的光束，以将光束分成第一光束和第二光束。第二分束器，可以是另一个MMI的，制作在PIC芯片上，并耦合以接收第一光束的至少一部分，以将接收到的第一光束的一部分分成探测光束和参考光束。如图所示，在PIC芯片的右上角形成了一个光端口，该光端口被耦合以接收来自第二分束器的探测光束，以将探测光束引导到光纤中，从而在不同位置的光纤内部引起光反射或散射，产生返回的探测光，该探测光传播回光学端口和第二个分束器。返回的探测光在光纤中的这些位置承载温度、应变、应力的信息，并用于提取此类信息。在PIC芯片上或附近提供一个光反射器，以接收来自第二分束器的参考光束，并将参考光束反射回第二分束器，以与来自第二分束器的光纤返回的探测光产生干涉信号；

光学探测器模块被耦合以接收由第二光束分束器MMI产生的干涉信号。在图13所示的示例中，该光探测器模块包括光探测器PD5和另一个光探测器PD6，光探测器PD5直接耦合以接收在第二个MMI产生的干涉信号的一部分，光探测器PD6也接收在第二个MMI产生的干涉信号的一部分。光束耦合器在第一和第二MMI分束器之间形成，使在第二MMI处产生的干涉信号的一部分被分束进入PD6。

在第一光分束器MMI的下游，PIC芯片上提供了一个光频率检测设备，该位置被设置为接收来自第一光束分离器MMI的第二光束，以检测和测量由第二光束的由可调谐激光器产生的频率变化。该光学频率检测装置可以在本专利文件所公开的各种配置中实现。在操作中，第二光束中测得的频率变化用于计算干涉信号的快速傅立叶变换，以获得包含在返回的探测光中的有关温度，应变或应力的信息，该信息是光纤中位置的函数。在本设计中，第二光束中测得的频率变化用于生成f-clock，该f-clock表示频率增量，用于基于来自PD5和PD6的探测器输出触发数字电路的数据采集。此外，还可以利用电子控制模块，根据测量的第二光束的频率变化，提供反馈控制来控制或调整可调谐激光器的频率。

图14显示了在PIC芯片上集成了可调谐激光器、一对平衡光探测器PD5、PD6和图2所示的正弦/余弦光频率探测器1413的啁啾激光雷达。另外，如果需要绝对光学频率检测，也可以使用图6的OFD。在这样的系统中，精确已知的频率增量对于获得物体的精确距离信息至关重要。激光雷达通常使用如图1所示的具有100米量级延迟不平衡的光学干涉模块(马赫-曾赫德或迈克尔逊)来产生f-时钟，表示触发数据采集的频率增量。如此大的干涉模块是不可能集成在PIC芯片上的。此外，在光纤延时较长的情况下，它还会受到偏振变化的影响。这里OFD探测器可以获得相同的频率分辨率，只有很少的毫米延迟不平衡，因此可以直接积分，没有偏振衰落的问题。或者，所获得的频率信息也可用于控制所述可调谐激光器，以产生超线性频率调制。

图15显示了在PIC芯片上集成有可调谐激光器、一对平衡光电探测器PD5、PD6和图2所示的正弦/余弦光学频率探测器1512的频域OCT。另外，如果需要绝对光学频率检测，也可以使用图6的OFD。在这样的系统中，精确已知的频率增量对于获得物体的精确距离信息至关重要。OCT系统通常使用延迟不平衡较大的光学干涉模块(马赫-曾德尔或迈克尔逊)来产生f时钟，表示触发数据采集的频率增量。如此大型的干涉模块很难集成在PIC芯片上。在这里OFD探测器可以获得相同的频率分辨率，只有亚毫米的延迟不平衡，因此可以直接集成。或者，所获得的频率信息也可用于控制所述可调谐激光器，以产生超线性频率调制。

图16显示了在PIC芯片上集成有一个宽带光源1601、一个波分多路复用器(WDM)、一个Nx1开关1204和一个正弦/余弦光频率探测器(OFD)的片上光纤布拉格光栅(FBG)解调仪。另外，如果需要绝对光学频率检测，也可以使用图6的OFD。宽带光源的光注入带有N个FBG的光纤中，FBG将不同波长的光反射进入WDM中并分离到N个波导中。Nx1开关用于将每个WDM通道的光切换到OFD。由FBG中的温度或应变引起的反射光的波长偏移可以通过OFD精确检测到。WDM可以用阵列波导光栅(AWG)制成。注意，两个相邻波长通道之间的间距应该大于每个光纤光栅由被感知的物理参数(如温度、应变或振动)引起的波长位移。

图17显示了在PCI芯片上集成有一个宽带光源、具有N个波长通道的波分多路复用器(WDM)1301和图2的N个正弦/余弦光频率探测器1703、1704、1705、1706(OFD)的片上FBG解调仪。另外，如果需要绝对光学频率检测，也可以使用图6中的N个OFD。宽带光源的光注入带有N个FBG的光纤中，FBG将不同波长的光反射进入WDM中并分离到N个波导中。每个波导都连接到一个OFD。通过相应的OFD可以精确地检测出每个光纤光栅中温度。注意，两个相邻波长通道之间的间距应该大于每个光纤光栅由被感知的物理参数(如温度、应变或振动)引起的波长位移。

在应用中，本专利文件中披露的OFD设备可用于在光纤中进行分布式传感。

图18A公开了基于上述OFD和90°混合相干接收机的第一种干涉分布式传感PIC解调仪芯片。该芯片包括一个激光输入端口，用于接收输入激光；一个输出端口，用于将探测光引导到光纤中(对于OFDR应用)或自由空间中的物体上(对于OCT或LiDar应用)。对于探测光进入光纤的情况，包含光纤中温度、应变或应力的局部信息的瑞利散射，以及位置信息返回到PIC解调仪进行分析。对于探测光照射在自由空间物体上的情况，收集物体反射或背向散射光，包含物体的位置、反射强度、速度和延迟信息，并发送给PIC解调仪进行分析。激光输入的一小部分(例如5-10％)首先由光耦合器C

激光的其余部分在经历光延迟之后，由第二光耦合器C2进一步分成一小部分(例如5-10％)作为参考，以进入90°混合相干接收机。激光的剩余部分被第二个光耦合器C2进一步分离成一小部分(例如，5-10％)作为参考信号，在经过一个光延迟后进入90°混合相干接收器，再被分成两束分别进入两个波导。仅当激光的相干长度比返回光的光路长度短时，此延迟才可用于OCT操作以平衡来自样品的返回光(反射或反向散射)的光路长度。在第二光耦合器C

图18B示出了可以用二维(2D)垂直光栅耦合器(VGC)代替图18A中的PBSR部分以实现偏振分束。来自耦合器C

图19公开了一种基于OFD和2x4 MMI耦合器的用于干涉分布式传感的第二PIC解调仪芯片。该装置的工作原理与图18几乎相同，只是用了一个基于2x4 MMI耦合器的相干接收机来代替图18中90°混合相干接收机。PBSR的返回光的两个输出干涉C3的参考光产生两对I-Q干涉信号。平衡检测扩增方案产生四个输出V1,V2,V3,V4。通过

图20公开了一种基于OFD和2x3 MMI耦合器的干涉分布式传感三分频PIC解调仪芯片。该装置的工作原理与图18基本相同，只是用了一个基于2x3 MMI耦合器的相干接收机来代替图18中90°混合相干接收机。使PBSR与来自C

图21示出了如何将PIC解调仪芯片用于包括OCT，OFDR和FMCW LiDar的不同的分布式感测应用。如PIC芯片左右两侧所示，对于不同的应用，芯片输入处的激光和芯片输出处的光学器件是不同的。左侧的方框显示了不同应用程序对激光参数的要求，而右侧的图形则显示了OFDR，OCT和LiDar应用程序的光学元件。因为同一芯片可以用于三种不同的传感应用，因此可以分担开发成本，并且可以显着增加芯片的市场规模。在操作中，当激光频率随时间调整时，返回信号的相位信息可以根据光频率进行解调。可以使用OPD精确检测频率增量。通过对返回信号的相位进行FFT，可以获得反射率与距离的信息，从而实现分布式传感。用于获取所需的感测信息(例如温度，应变，双折射，散射强度，移动物体的速度和方向等)的算法与OCT，OFDR和LiDar的算法相同。

虽然本专利文件包含许多细节，但不应将其解释为对任何已公开技术的范围或可能要求的内容的限制，而应将其解释为对可能特定于所公开技术的特定实施例的特征的描述。本专利文件中在单独实施例的上下文中描述的某些特征也可以在单个实施例中组合实现。相反，在单个实施例的上下文中描述的各种特性也可以在多个实施例中单独或在任何合适的子组合中实现。此外，尽管以上可以将特征描述为以某些组合起作用，并且甚至最初如此声称，但是在某些情况下可以从组合中切除所要求保护的组合中的一个或多个特征，并且所要求保护的组合可以针对子组合或变型。

同样，虽然在图纸中操作是按照特定的顺序来描述的，但这不应理解为要求这样的操作必须按照所示的特定顺序或顺序来执行，也不应理解为必须执行所有已说明的操作才能达到理想的结果。此外，本专利文件中描述的实施例中各种系统组件的分离不应理解为需要在所有实施例中进行这种分离。

本申请仅描述了一些实施方式和示例，其他实现、增强和变化可以基于本专利文档中所描述和说明的内容进行。