一种MIMO-智能混合阵列天线系统及其激励实现方法

摘要

本发明公开了一种MIMO‑智能混合阵列天线系统及其激励实现方法，该系统包括阵列天线模块和馈电电路模块；阵列天线模块包括第一介质基板和印制在第一介质基板上的八个结构和尺寸相同的天线单元；第一介质基板为矩形，八个天线单元呈两列四行印制在第一介质基板的四个顶角及边缘位置，且关于第一介质基板的横向中轴线和纵向中轴线均呈对称布置；其中，位于第二行和第三行的天线单元的布置方向垂直于位第一行和第四行的天线单元的布置方向；馈电电路组件用于为多个天线单元提供激励。本发明将MIMO技术与智能波束成形技术相结合，能将混合阵列天线集成设置于手持设备有限的空间内，并且优化设置了现有天阵矩阵的设置方式。

说明书

技术领域

本发明属于天线技术领域，具体涉及一种MIMO-智能混合阵列天线系统及其激励实现方法。

背景技术

MIMO系统利用多天线同时接收信号和发射信号，可以实现在频谱资源都相同的情况下传输数据的速率更高以及信道容量更大的目的。智能天线的原理则是利用多个天线，通过满足某种准则的算法，去调节多天线阵列中单个单元的信号的幅度和相位，从而将电磁能量定向到所需的方向，以达到提高增益和抑制干扰信号的目的，因此具有更好的信号覆盖范围和更高的数据传输速率。

近年来，为了扩充信道容量、提高传输速率和扩大信号的覆盖范围，工业界提出了5G等新的通信标准，并且已经开始小范围试行，中国也已经在火车站、飞机场以及广场等人流密集的地方开展试验。这些新的标准给5G的移动终端设备设计带来了许多挑战。

无线通信的迅速发展加快了智能手机在全球的普及进程，手机的大小、外观以及性能都发生了翻天覆地的变化。全面屏，折叠屏相继成为各大手机品牌研究的热点，这些趋势都导致了手机内部可以用来设计天线的空间越来越有限，这就给设计手机天线带来了更大的挑战。其中，多输入多输出(MIMO)技术和智能天线的波束成型技术作为无线通信的两大关键技术将起到非常重要的作用。

本发明以手持设备终端天线系统为研究对象，以小型化、多频化、低剖面为要求，结合了MIMO和智能两大关键技术，设计了一款尺寸为136mm×68.8mm×1mm的天线阵列系统。

发明内容

发明目的：为解决手持电子设备中天线设置的空间局限及互相耦合造成的性能下降问题，本发明的第一目的是提供一种MIMO-智能混合阵列天线，实现MIMO技术与智能波束成形技术的在移动终端设备中的应用；本发明的第二目的还在于基于所述的阵列天线提供一种激励实现方法。

技术方案：为实现上述发明目的，一方面，本发明提供一种MIMO-智能混合阵列天线系统。该MIMO混合阵列天线系统包括阵列天线模块和馈电电路模块；所述阵列天线模块包括第一介质基板和印制在所述第一介质基板上的八个结构和尺寸相同的天线单元；所述第一介质基板为矩形，所述八个天线单元呈两列四行印制在所述第一介质基板的四个顶角及边缘位置，且关于所述第一介质基板的横向中轴线和纵向中轴线均呈对称布置；其中，位于第二行和第三行的天线单元的布置方向垂直于位第一行和第四行的天线单元的布置方向；所述馈电电路模块用于为所述多个天线单元提供激励。

进一步的，所述馈电电路模块包括不同于所述第一介质基板的第二介质基板和印制在所述第二介质基板上的馈电电路。

进一步的，每一天线单元采用同轴背馈的方式进行馈电，且具有印制在第一介质基板正面的天线部分和印制在第一介质基板反面的接地部分，所述天线部分和所述接地部分之间通过金属通孔连接。

进一步的，所述多个天线单元中的每个天线单元为PIFA天线单元。

进一步的，所述天线部分包括基部以及分别与所述基部相连的第一谐振分支和第二谐振分支；其中第一谐振分支对应于第一频段，第二谐振分支对应于第二频段。

进一步的，在每一天线单元中，所述基部为条状，所述第一谐振分支和所述第二谐振分支位于所述基部的同一侧，且各自均包含呈条状且首尾相连的首段、中间段和末段；第一谐振分支的首段和第二谐振分支的首段均与所述基部相连且垂直；第一谐振分支的中间段和第二谐振分支的中间段均与所述基部平行，且第一谐振分支的中间段向远离所述第二谐振分支的方向延伸，第而谐振分支的中间段向远离所述第一谐振分支的方向延伸；第一谐振分支的末段和第二谐振分支的末段均与所述基部垂直，且向靠近所述基部的方向延伸。

进一步的，呈条状的所述基部以及第一谐振分支和第二谐振分支的首段、中间段和末段的宽度均为2mm；所述基部的长度为10mm；第一谐振分支的首段与基部的连接点中最靠近基部起点线的连接点距离基部的起点线3mm，第二谐振分支的首段与第一谐振分支的首段间隔3mm；第一谐振分支和第二谐振分支的首段的长度均为10mm；第一谐振分支的中间段长度为4.4mm，第二谐振分支的中间段长度为3.5mm；第一谐振分支的末段长度为8mm，第二谐振分支的末段长度为6.8mm。

进一步的，每一天线单元的接地部分不完全覆盖所述天线部分。

另一方面，本发明还提供一种上述MIMO混合阵列天线系统的激励实现方法。该方法通过能量传输效率最大化方法获得阵列最优激励，包括如下激励过程：

设MIMO混合阵列天线中，一个功率传输系统由一个n端口的发射天线阵列和一个测试接收天线构成，系统的传输效率T

其中，[a

一个传输系统的入射波和反射波与S参数矩阵的关系如下：

其中，S

假设接收天线是完全匹配的，则有[a

设定传输系统的效率传输达到最大，则存在如下关系式：

[A][a

其中，

最后根据式(3)中的表达求解效率最大关系式的非零特征值，根据这个非零特征值对应的特征向量实现各个天线单元的最佳激励。

有益效果：与现有技术相比，本发明以手持设备终端天线系统为研究对象，以小型化、多频化、低剖面为要求，在大小为136mm×68.8mm×1mm、介电常数为4.4、损耗角正切为0.02的FR-4介质基板上设计实现了一款八单元天线阵列系统，设计好的系统能集成设置于手持设备有限的空间内，且其中每一天线单元覆盖GSM1900(1880MHz-1920 MHz)和LTE2300(2300MHz-2400 MHz)两个频段。本发明可以实现MIMO和智能天线的波束成形两种功能，接收信号时实现MIMO功能，发射信号时实现波束成形功能。接收模式下，对于MIMO天线，各个天线单元之间的隔离度都小于-10dB，相关系数小于0.5，平均有效增益的比值也约等于1，都满足基本的MIMO设计标准，且在人体模型的影响下依然具有良好的波束成形效果。

附图说明

图1(a)为PIFA天线单元的结构示意图；

图1(b)为实施例中具有8个PIFA天线单元阵列的正面图；

图1(c)为实施例中八单元阵列反面示意图；

图2是本发明阵列单元的仿真和实测反射系数对比图；

图3(a)为本发明阵列在自由空间下的各单元之间的实测隔离度；

图3(b)为本发明阵列在人体模型环境下的各单元之间的实测隔离度；

图4(a)为单元1的1.9GHz xz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(b)为单元1的1.9GHz yz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(c)为单元5的1.9GHz xz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(d)为单元5的1.9GHz yz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(e)为单元1的2.35GHz xz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(f)为单元1的2.35GHz yz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(g)为单元5的2.35GHz xz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图4(h)为单元5的2.35GHz yz面的天线辐射方向图的仿真和实测图；

图5(a)是本发明阵列天线在自由空间下各单元之间的ECC示意图；

图5(b)是本发明阵列天线在人体模中使用下各单元之间的ECC示意图；

图6是本发明阵列天线单元1和单元5的效率图；

图7(a)为本发明阵列天线系统在1.9GHz偏转到x轴xy面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(b)为本发明阵列天线系统在1.9GHz偏转到x轴xz面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(c)为本发明阵列天线系统在2.35GHz偏转到x轴xy面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(d)为本发明阵列天线系统在2.35GHz偏转到x轴xz面方向图的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(e)为本发明阵列天线系统在2.35GHz偏转到y轴xy面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(f)为本发明阵列天线系统在2.35GHz偏转到y轴yz面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(g)为本发明阵列天线系统在2.35GHz偏转到z轴xz面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图7(h)为本发明阵列天线系统在2.35GHz偏转到z轴yz面的仿真和实测辐射方向图对比图；

图8是本发明阵列天线的人体模型测量系统示意图；

图9(a)是本发明阵列天线在人体模型影响下在2.35GHz偏转到z轴yz面的辐射方向图；

图9(b)是本发明阵列天线在人体模型影响下在2.35GHz偏转到45°方向yz面的辐射方向图；

图9(c)是本发明阵列天线在人体模型影响下在1.9GHz偏转到45°方向yz面的辐射方向图；

图10是本发明使用优化方法系统传输示意图；

图11是本发明天线方向图测量系统结构框图；

图12是本发明天线工作原理示意图。

具体实施方式

为了详细的公开本发明所述的技术方案，下面结合说明书付图和具体实施例做进一步的阐述。

针对最新的5G无线通信系统，工业界已经研究了几种大规模的MIMO波束成型系统应用在基站上，系统将MIMO技术与波束成形技术相结合，应用于无线通信系统的两端。这种系统设计结合了两种关键技术，充分利用了两种不同技术的优点，可以实现更大的传输带宽、更快的数据速率、更高的天线增益和更好的信号覆盖。然而，手机的可用空间是非常有限的，天线单元数量的增加会提高天线间的相互耦合，不可避免地会导致MIMO性能的下降。因此，为了将MIMO技术和波束成形技术应用于空间有限的手持设备中，本发明提出了一种基于MIMO接收技术和波束成形技术的多天线系统的传输策略。当多天线阵列系统发射信号时，利用智能天线的波束成形技术，基于能量传输最大化理论，采用馈电电路产生激励分布，使天线单元将能量发射到所需方向。当多天线阵列系统接收信号时，则利用MIMO技术实现多端口同时接收信号的功能。

根据以上方案，所设计的天线阵列需要实现MIMO和智能天线的波束成形两种功能，为了尽可能好的展现这两个功能的性能和优势，天线单元的选择和结构设计就显得尤为重要。天线单元的几何形状、极化、单元之间的距离、阵列的配置结构都会影响天线阵列的性能。考虑到天线单元的几何形状和阵列配置对MIMO天线系统的性能的影响更加显著，所以设计的第一个步骤就是先通过优化设计实现MIMO天线的性能，再通过设计一个独立的优化馈电电路板实现智能天线波束成形的功能。

具体而言，本实施例中的MIMO-智能混合阵列天线系统包括阵列天线模块和馈电电路模块。其中，馈电电路模块用于为所述多个天线单元提供激励。阵列天线模块包括第一介质基板和印制在所述第一介质基板上的八个结构和尺寸相同的天线单元。每一天线单元采用平面倒F天线(printed inverted-F antenna，缩写为PIFA)的结构，因其体积小、重量轻、性能稳定、成本低等特点一直是设计手机终端天线的首选。

图1(a)所示的是八单元阵列结构中每一天线单元结构示意图。八单元阵列的正反面结构图分别如图1(a)和图1(b)所示。从图1(a)-1(c)可以看出，第一介质基板(例如，可以采用FR-4介质基板)为矩形，八个天线单元呈两列四行印制在所述第一介质基板的四个顶角及边缘位置，且关于第一介质基板的横向中轴线和纵向中轴线均呈对称布置。其中，位于第二行和第三行的天线单元的布置方向垂直于位第一行和第四行的天线单元的布置方向。换言之，四个结构相同并且完全对称的天线单元1、2、3、4被设计在第一介质基板的顶角，另外四个结构相同且完全对称的天线单元5、6、7、8则设置在第一介质基板的中间部分，且中间部分的天线单元5、6、7、8与顶角的四个天线单元1、2、3、4垂直。由于天线单元1、2、3和4沿着X方向(即介质基板的纵向)有很强的辐射，通过将中间的天线单元设置为与顶角的天线单元垂直，可以有效避免单元之间的耦合增加，从而减少相互耦合。

如图1(a)-1(c)，为了最大程度提高空间利用率，每一PIFA天线单元采用了同轴背馈的方式进行馈电，即具有印制在第一介质基板正面的天线部分和印制在第一介质基板反面的接地部分，天线部分和接地部分之间通过金属通孔连接。同时，各天线单元直接印制在第一介质基板顶角或四周边缘上，A为接地点，B为馈电点。此外，为了增加天线单元的带宽和隔离，提高阻抗匹配，介质基板的接地部分被挖去了少许，使得每一天线单元背面的接地部分不完全覆盖正面的天线部分。

如图1(a)，每一天线单元的天线部分包括基部以及分别与所述基部相连的第一谐振分支1和第二谐振分支2。其中，第一谐振分1对应于低频段(GSM1900)，第二谐振分支2对应于高频段(LTE2300)。在每一天线单元中，基部为条状，第一谐振分支和第二谐振分支位于所述基部的同一侧，且各自均包含呈条状且首尾相连的首段、中间段和末段。第一谐振分支的首段和第二谐振分支的首段均与基部相连且垂直。第一谐振分支的中间段和第二谐振分支的中间段均与基部平行，且第一谐振分支的中间段向远离所述第二谐振分支的方向延伸，第而谐振分支的中间段向远离所述第一谐振分支的方向延伸。第一谐振分支的末段和第二谐振分支的末段均与基部垂直，且向靠近基部的方向延伸。

如图1(a)，通过模拟优化，呈条状的所述基部以及第一谐振分支和第二谐振分支的首段、中间段和末段的宽度均设计为2mm，基部的长度设计为10mm，第一谐振分支的首段与基部的连接点中最靠近基部起点线的连接点距离基部的起点线3mm，第二谐振分支的首段与第一谐振分支的首段间隔3mm，第一谐振分支和第二谐振分支的首段的长度均为10mm，第一谐振分支的中间段长度为4.4mm，第二谐振分支的中间段长度为3.5mm，第一谐振分支的末段长度为8mm，第二谐振分支的末段长度为6.8mm。

基于上述所实现的一种MIMO-智能混合阵列天线系统，实验结果表明：本实施例以手持设备终端天线系统为研究对象，以小型化、多频化、低剖面为要求，在大小为136mm×68.8mm×1mm、介电常数为4.4、损耗角正切为0.02的FR-4介质基板上设计了一款八单元天线阵列系统，天线单元覆盖GSM1900(1880MHz-1920 MHz)和LTE2300(2300MHz-2400 MHz)两个频段。该系统可以在不改变天线阵列结构的情况下，实现MIMO和智能天线的波束成形两种功能，接收信号时实现MIMO功能，发射信号时实现波束成形功能。接收模式下，对于MIMO天线，各个天线单元之间的隔离度都小于-10dB，相关系数小于0.5，平均有效增益的比值也约等于1，都满足基本的MIMO设计标准。具体试验数据如图2-图6所示。

为了实现多角度多频率的波束成形，设计了一款连续可调的电压控制电路，作为本实施例中MIMO混合阵列天线系统的馈电电路模块，为阵列天线模块提供合适的激励分布。该馈电电路模块包括不同于所述第一介质基板的第二介质基板和印制在所述第二介质基板上的馈电电路。通过能量传输效率最大化理论，可以优化出该阵列天线模块在所需方向上的最佳激励，通过馈电电路模块给八个天线单元提供优化的激励，可以将天线波束偏转到所需方向，并且保证天线在该方向上获得最大增益。如图7所示，天线阵列工作在2.35GHz时，在x，y，z方向上的增益分别为6.9dBi、7.4dBi和5.7dBi，相应地，在1.9GHz时分别为7.7dBi、3.82dBi和4.8dBi。

如图8所示，考虑了人体对天线性能的影响，通过测量研究了人体对天线隔离度、ECC以及辐射方向图的影响。结果显示八单元天线阵列在人体模型的影响下依旧维持良好的MIMO特性，实际测量了天线yz面的三组数据，包括工作在2.35GHz时，接收天线在z方向和45°方向的增益，以及工作在1.9GHz时，接收天线在45°方向的增益。测得的方向图如图9所示，天线在人体模型的影响下依然具有良好的波束成形效果。图中三个方向的最大增益分别为4.16dBi、4.66dBi和3.5dBi，与自由空间的天线增益相比，下降了1-2个dBi。

为了更好的阐述本发明所述的混合阵列天线的效果，下面基于电磁仿真软件HFSS(High-frequency Structure Simulator)仿真，并给出如下的激励实现过程和优化计算过程。

本发明采用能量传输效率最大化方法获得阵列最优激励。该优化方法原理表述如下。如图10所示，一个N端口的发射天线阵列和一个测试接收天线构成一个功率传输系统，整个传输系统可以看成是一个N+1端口网络，并可以用散射矩阵表示。系统的传输效率T

其中[A

入射波和反射波与S参数矩阵的关系如下：

其中，S

假设接收天线是完全匹配的，则有[a

如果传输系统的效率传输达到最大，则由等式(1)可以推出

[A][a

其中

本发明利用增益已知的喇叭天线作为接收天线，增益待测的八单元天线阵列作为发射天线，通过双天线法最终得到待测天线的平面辐射方向图和实际增益。

由Friis传输公式可知：

式中，P

加入传输线损耗后，得到公式：

(P

式中，l

在实际测量过程中时，保持作为发射天线的八单元天线阵列的位置不动，只将作为接收天线的喇叭旋转θ角度，为了得到数据精确的方向图，本实施例中的仿真测量时需要将喇叭天线围绕待测天线旋转360°，通过测量不同θ角下接收天线的增益G

最后，为了方便本领域技术人员更好的实施本发明，下面给出测试的方法，包括如下步骤：

(1)测试系统组成如图11所示，其中，微波功率计与喇叭天线相连，用来测量喇叭天线接收到的信号功率；

(2)通过矢量网络分析仪测出传输线的损耗l

(3)将喇叭天线和八单元天线阵列正对摆放且二者的中心在一条直线上，并且保证喇叭天线处在发射天线的远场区，即d大于远场区的距离；

(4)通过查阅资料，可以知道喇叭天线在对应工作频率的实际增益G

(5)设置信号发生器对应的工作中心频率f,发射功率P

(6)保持八单元天线阵列的位置不变，将喇叭天线旋转θ角度，然后读出微波功率计接收到的功率P

(7)根据把以上步骤得到的G

(8)重复步骤(6)，算出不同角度θ下的增益G

(9)改变信号发生器和功率计的工作中心频率f的值使其保持一致，重复以上的步骤(5)-(8)，便得到不同频率下天线的辐射方向图和增益。

综上所示，本实施例中通过以上方法测试了MIMO混合阵列天线系统在中心频率为1.9GHz和2.35GHz时的单元方向图以及在x，y，z方向上的八单元阵列辐射方向图并得到了实际增益。