一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统

摘要

本发明公开一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统，涉及电力电子技术领域。多端口变换器包括：与电网相连接的第一双向全桥电路；与隔离型三端口变换器相连接，并与第一双向全桥电路共用两个开关器件的第二双向全桥电路；与输出负载相连接，并通过第一高频变压器与第二双向全桥电路相连的不控整流全桥电路；与蓄电池相连接，并通过第二高频变压器与第二双向全桥电路相连的第三双向全桥电路；与光伏电池和直流母线电容相连接的第一boost电路；与有源功率解耦电容相连，并与第一boost电路共用一个开关器件的第二boost电路。通过拓扑集成的方法，开关器件数量可以得到减小，因此本发明可以降低多端口变换器的硬件成本，减小体积重量，提高集成性能。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统。

背景技术

自第一次工业革命后，人类社会对能源的需求越来越大，大量的传统能源，如煤炭、天然气和石油等被开采和使用，由此引发了石油危机、全球变暖等社会性问题。社会各界开始意识到对能源的不合理运用会对人类社会带来巨大伤害，为了社会的可持续发展，可再生能源的开发和利用具有非常重要的意义。

可再生能源包括太阳能、风能、水能等。以太阳能为例，太阳能发电的原理是应用半导体的“光生伏特”效应，产生光电压，将太阳光转化成电流输出(《家用小型单相光伏逆变器的研制》，邓佳钧，大连理工大学，2014)。光伏发电技术由此具有清洁安全、设备轻小、安装便捷等特点，被广泛应用在直流微网系统、家用光伏发电系统等方面。

然而在现有交流配电系统的住宅中，若需接入光伏发电系统等新能源微网系统时，需要通过多个交直流变换器才能达到目的。使用多端口变换器可以有效减小家用发电系统的体积重量，提高系统的功率集成度。但是，目前的多端口变换器仍存在开关器件过多、控制方法复杂等问题。所以，如何进一步减小多端口变换器所需的开关器件数量，如何设计更加简单便捷的控制系统，是本领域研究人员亟需解决的问题。

发明内容

针对现有技术的问题，本发明提供了一种基于拓扑集成的多端口变换器、控制方法及系统，其目的在于进一步减小多端口变换器所需的开关器件数量，进一步简化多端口变换器的控制系统。

本发明一方面提供了一种基于拓扑集成的多端口变换器，包括：

与电网相连接的第一双向全桥电路；

与隔离型三端口变换器相连接，并与第一双向全桥电路共用两个开关器件的第二双向全桥电路；

与输出负载相连接，并通过第一高频变压器与第二双向全桥电路相连的不控整流全桥电路；

与蓄电池相连接，并通过第二高频变压器与第二双向全桥电路相连的第三双向全桥电路；

与光伏电池和直流母线电容相连接的第一boost电路；

与有源功率解耦电容相连，并与第一boost电路共用一个开关器件的第二boost电路。

优选地，第一双向全桥电路包括：第一开关管S

其中所述第一开关管S

优选地，第二双向全桥电路包括：第二开关管S

其中所述第二开关管S

优选地，不控整流全桥电路包括：第一整流二极管D

其中所述第一整流二极管D

优选地，第三双向全桥电路包括：第十开关管Q

其中所述第十开关管Q

优选地，第一boost电路包括：第七开关管S

其中所述直流母线电容C

优选地，第二boost电路包括：第八开关管S

其中所述直流母线电容C

优选地，第一开关管S

按照本发明的另一方面，提供了一种应用于上述多端口变换器的控制方法，包括：

预设直流母线电容电压参考值与实际直流母线电容电压v

预设输出电压参考值与实际输出电压v

对H

以实际并网电流i

预设光伏端口电压参考值与实际光伏端口电压v

有源功率解耦电容电压v

对第一boost电路的开关器件的驱动信号和第二boost电路的开关器件的驱动信号进行逻辑运算，实现第一boost电路和第二boost电路的开关复用。

按照本发明的又一方面，提出了一种多端口变换器的控制系统，应用于上述的多端口变换器，包括：

用于控制所述直流母线电容的电压值的第一控制量的第一控制器；

用于控制输出电压的第二控制量的第二控制器；

用于控制蓄电池输出功率的第三控制量的第三控制器；

用于控制光伏电池组输出功率的第四控制量的第四控制器；

用于有源功率解耦电路输出的解耦电流的第五控制量的第五控制器；

与第一控制器和第二控制器相连，并且通过逻辑运算输出开关器件驱动信号的第一逻辑运算器；

与第四控制器和第五控制器相连，并且通过逻辑运算输出开关器件驱动信号的第二逻辑运算器。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，本发明中，第一双向全桥电路和第二双向全桥电路共用了两个开关器件；第一boost电路和第二boost电路共用了一个开关器件；而且第一双向全桥电路提供了电网与直流母线之间的能量转换双向端口；第二双向全桥电路提供了蓄电池与直流母线之间的能量转换双向端口和负载与直流母线之间的输出端口；第一boost电路提供了光伏电池组的输入端口；第二boost电路实现了有源功率解耦电路的功能，减小了直流母线电容容值大小；因此，本发明提出的基于拓扑集成的多端口变换器通过拓扑集成和开关复用的方法，在减小了开关器件的数量的同时，提供了多种功能端口，包括两个双向端口(电网端口和蓄电池端口)、一个输入端口(光伏电池组件端口)和一个输出端口(直流负载端口)以及用于减小直流母线电容电压交流纹波的有源功率解耦电路，提供了包括单输入单输出、单输入双输出、单输入三输出、双输入单输出、双输入双输出、三输入单输出等六种工作模式，进一步提升了系统的集成度；同时提出了一种针对所述多端口变换器的多端口变换器的控制系统，具有成本低、复杂度低等特点。

附图说明

图1为本发明实施例提供的基于拓扑集成的多端口变换器的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的多端口变换器的控制系统的具体电路；

图3为本发明第一控制器的详细结构图；

图4为本发明第一双向全桥电路的简化电路；

图5为本发明状态量经滞环控制的变化图示；

图6为本发明第一控制器滞环控制讲解图示；

图7为本发明第一控制器采用固定频率滞环输出并网电流谐波分析图；

图8为本发明第二控制器的详细结构图；

图9为本发明实施例整流电流波形示意图；

图10为本发明实施例六开关拓扑第一工作模态；

图11为本发明实施例六开关拓扑第二工作模态；

图12为本发明实施例六开关拓扑第三工作模态；

图13为本发明实施例六开关拓扑第四工作模态；

图14为本发明实施例蓄电池工作方式示意图；

图15为本发明实施例第三控制器滞环载波示意图；

图16为本发明实施例光伏电池U-I曲线示意图；

图17为本发明实施例第四控制器的详细结构图；

图18为本发明实施例第五控制器的详细结构图；

图19为本发明第五控制器滞环控制讲解图示；

图20为本发明第五控制器采用固定频率滞环输出有源功率解耦电流谐波分析图；

图21为本发明实施例光伏电池组件发生突变时的输出功率示意图；

图22为本发明实施例光伏电池组件发生突变时的负载输出电压波形；

图23为本发明实施例并网电流峰值参考值在光照强度突变前后的变化曲线图；

图24为本发明实施例并网电流在光照强度突变前后波形变化示意图；

图25为本发明实施例直流母线电容电压在光照强度突变前后波形图；

图26为本发明实施例三输入单输出工作模式并网电流峰值示意图；

图27为本发明实施例三输入单输出工作模式并网电流示意图；

图28为本发明实施例三输入单输出工作模式蓄电池工作示意图；

图29为本发明实施例双输入双输出工作模式并网电流峰值示意图；

图30为本发明实施例双输入双输出工作模式并网电流示意图；

图31为本发明实施例双输入双输出工作模式蓄电池工作示意图；

图32为本发明实施例单输入双输出工作模式并网电流峰值示意图；

图33为本发明实施例单输入双输出工作模式并网电流示意图；

图34为本发明实施例单输入三输出工作模式并网电流峰值示意图；

图35为本发明实施例单输入三输出工作模式并网电流示意图；

图36为本发明实施例单输入三输出工作模式直流母线电容电压波形图；

图37为本发明实施例单输入三输出工作模式负载输出电压示意图；

图38为本发明双输入单输入模式下有源功率解耦并网电流峰值对比示意图，(a)为关闭有源功率解耦功能，(b)为激活有源功率解耦功能；

图39为本发明双输入单输入模式下有源功率解耦直流母线电容电压对比示意图，(a)为关闭有源功率解耦功能，(b)为激活有源功率解耦功能。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。

图1为本发明实施例所提出的一种基于拓扑集成的多端口变换器的结构图，包括：

与电网相连接的第一双向全桥电路；

与隔离型三端口变换器相连接，并与第一双向全桥电路共用两个开关器件的第二双向全桥电路；

与输出负载相连接，并通过第一高频变压器与第二双向全桥电路相连的不控整流全桥电路；

与蓄电池相连接，并通过第二高频变压器与第二双向全桥电路相连的第三双向全桥电路；

与光伏电池和直流母线电容相连接的第一boost电路；

与直流母线电容相连，并与第一boost电路共用一个开关器件的第二boost电路。

另外，本实施例所设置的直流母线电容包括第一直流母线电容C

具体地，本实施例所设置的第一双向全桥电路包括：MOSFET开关管S

其中所述MOSFET开关管S

具体地，本实施例所设置的第二双向全桥电路包括：MOSFET开关管S

其中所述MOSFET开关管S

具体地，本实施例所设置的不控整流全桥电路包括：整流二极管D

其中所述整流二极管D

具体地，本实施例所设置的第三双向全桥电路包括：开关管Q

其中所述开关管Q

具体地，本实施例所设置的第一boost电路包括：MOSFET开关管S

其中第二直流母线电容C

具体地，本实施例所设置的第二boost电路包括：MOSFET开关管S

其中第一直流母线电容C

此外，请参见图2，图2示出了本发明实施例提供的多端口变换器及其控制系统的具体电路。

具体地，本实施例所设置的第一控制器，包括三个系统输入量：电网电压v

第一控制器包括三个系统输入量：电网电压v

特别地，滞环控制可以看作滑模控制的一种，具有鲁棒性高、响应快、控制简单等特点。本实施例中的第一控制器采用滞环控制跟踪参考并网电流，以实现对直流母线电容电压值v

基于基尔霍夫定律，可得到下式：

此时定义目标状态表达式为：

Z

其中i

联立式1和式3可得：

由此可以通过改变V

此外，本实施例通过实时控制滞环比较器的带宽大小，可实现固定频率的滞环比较控制。参见图6，在Δt

即：

在Δt

即：

因此可以得到一个滞环周期T

故可以得到滞环比较器的带宽与滞环周期之间的关系：

由此可以根据预设的开关频率和电压反馈值来调整滞环比较器的带宽，实现固定频率的滞环控制；参见图7为通过变带宽固定频率滞环控制输出的并网电流谐波分析图，可知在设定开关频率为50kHz时，并网电流的主要谐波成分为50kHz，验证了本实施例采用的变带宽实现固定频率滞环输出的有效性。

具体地，本实施例所设置的第二控制器，包括两个系统输入量：输出电压v

第二控制器，包括两个系统输入量：输出电压v

第一控制器通过驱动第一双向全桥电路中的MOSFET开关管S

由于第一控制器和第二控制器均采用了滞环控制的方法控制输出电流，因此总共具有四种工作模态，参见图10～图13。

图10所示为第一工作模态：并网电流i

图11所示为第二工作模态：并网电流i

图12所示为第三工作模态：整流电流i

图13所示为第四工作模态：整流电流i

基于上述对工作模态的分析，可设计第一逻辑运算器，实现对第一控制器和第二控制器的协同控制，实现开关复用的功能。第一逻辑运算器的主要工作原理介绍如下：

设定第一控制器和第二控制器的滞环比较器输出信号分别为H

表1

由此可以得到开关管的驱动信号S

基于上述表达式构造的逻辑电路即为第一逻辑运算器。

具体地，本实施例所设置的第三控制器，主要负责控制蓄电池在系统中的工作模式和工作时间。图14展示了蓄电池在系统中的两种工作方式：供电模式和充电模式；当蓄电池处于供电模式时，第三双向全桥电路的输出电压可看作与第二双向全桥电路的输出电压同向，相当于在第二双向全桥电路的供电电压上增加了蓄电池输出电压，以起到了蓄电池向负载输出功率的作用；当蓄电池处于充电模式时，第三双向全桥电路的输出电压可看作与第二双向全桥电路的输出电压反向，相当于在第二双向全桥电路需要同时向负载和蓄电池供电，以起到了蓄电池向母线吸收功率的作用；因此需要保证第三双向全桥电路的输出与第二双向全桥电路的输出同步，且可以对蓄电池的输出/输入功率进行量化控制；联想到第二双向全桥电路与第一双向全桥电路通过第一控制器、第二控制器和第一逻辑运算器实现了同步工作，且第一控制器中的并网电流通过滞环控制，其与参考值的误差输出为三角波；因此可以利用第一控制器的并网电流与参考值之间的误差输出作为第三控制器的参考载波，如图15所示，通过设置状态量上升期的参考指令DP1和状态量下降期的参考指令DP2来共同控制一个载波周期中的蓄电池投入时间，由此可以实现对蓄电池的输出/输入功率的量化控制。

下面详细介绍第三控制器：

由于第三控制器采用的载波为通过滞环控制输出的电流误差波形，其上升波形和下降波形代表不同的工作模态，且第二控制器的工作点分别施加在如图15所示的两端点处，为了保证与第二控制器的同步工作，需要彼此独立的两个参考指令DP1和DP2。令H

表2

由此可以得到第三双向全桥电路的开关管驱动信号Q

同理，当处于DP2作用时间时，有如下真值表：

表3

由此可以得到此时的第三双向全桥电路的开关管驱动信号Q

以上为第三控制器的主要工作原理。

具体地，本实施例所设置的第四控制器，主要负责光伏电池的最大功率点追踪控制；最大功率点跟踪方法有恒压跟踪法、电导增量法和干扰观测法等；本实施例采用恒压跟踪法；恒压跟踪法具有实施简单，对控制器硬件要求低等优点，其工作原理是通过控制光伏电池组件的端电压维持在开路电压的80％左右，以实现相对较高的输出功率；参见图16，最大功率点一般可认为在开路电压的80％左右。图17所示为第四控制器的详细结构图。预先设定的光伏端口电压参考值与实际光伏端口电压v

具体地，本实施例所设置的第五控制器，主要负责吸收直流母线电容上的交流纹波，以减小直流母线电容容值，从而可以减小系统体积，进一步提高系统的功率集成度；参见图18所示为第五控制器的详细结构图；具体地，直流母线电容上的交流功率主要由第一双向全桥电路中的电网提供，为：

其中P

因此第二boost电路作为有源功率解耦电路，需要将该交流功率完全由有源功率解耦电容吸收，因此第二boost电路向直流母线电容输送的目标电流i

因此利用滞环控制可以控制第二boost电路输出跟踪给定的有源功率解耦电流；第二boost电路的滞环控制通过控制MOSFET开关管S

(1)当MOSFET开关管S

L

(2)当MOSFET开关管S

在v

与第一控制器类似，本实施例通过实时控制滞环比较器的带宽大小，可同样实现第五控制器中的固定频率的滞环比较控制。参见图19，在Δt

即：

在Δt

即：

因此可以得到一个滞环周期T

故可以得到滞环比较器的带宽与滞环周期之间的关系：

由此可以根据预设的开关频率和电压反馈值来调整滞环比较器的带宽，实现固定频率的滞环控制；参见图20为通过变带宽固定频率滞环控制输出的有源功率解耦电流的谐波分析图，可知在设定开关频率为50kHz时，有源功率解耦电流的主要谐波成分为50kHz，验证了本实施例采用的变带宽实现固定频率滞环输出的有效性。

显然地，第四控制器和第五控制器需要同时使用开关管S

(1)确保第四控制器正常工作，牺牲第五控制器的一部分性能；则有以下真值表：

表4

则有以下开关管的驱动信号S

(2)确保第五控制器正常工作，牺牲第四控制器的一部分性能；则有以下真值表：

表5

则有以下开关管的驱动信号S

本实施例采用第一种控制方法，原因是：光伏的最大功率点跟踪控制影响系统的能量传输效率，比较重要；且一般光伏电池组件输出电压较低，其控制信号H

本实施例利用PLECS搭建了仿真模型，并进行了相应的实验验证；参见表6，为本实施例仿真所采用的电气元器件参数。

表6

由于本实施例所设置的多端口变换器具有两个双向端口(电网端口和蓄电池端口)、一个输入端口(光伏电池组件端口)和一个输出端口(直流负载端口)以及用于减小直流母线电容电压交流纹波的有源功率解耦电路等多种功能端口，如表7所示，提供了单输入单输出、双输入单输出、三输入单输出、双输入双输出、单输入双输出和单输入三输出等六种工作模式，且同时可实现有源功率解耦功能，如表8所示。

表7

因此，本实施例将基于上述六种工作模式和有源功率解耦功能分别进行仿真实验。具体地，单输入单输出工作模式以单输入单输出工作模式#1为仿真实施例；双输入单输出工作模式以双输入单输出工作模式#1为仿真实施例；三输入单输出工作模式以唯一的工作模式为仿真实施例；双输入双输出工作模式以双输入双输出工作模式#1为仿真实施例；单输入双输出工作模式以单输入双输出工作模式#1为仿真实施例；单输入三输出工作模式以唯一的工作模式为仿真实施例。

表8

参见图21为光伏电池组件发生突变时的输出功率示意图，具体地，仿真设置光照强度在1s之前为0，光伏电池组件输出功率为0，此时设置蓄电池不工作，只有电网端口工作，即单输入单输出工作模式#1；1s后光照强度突变为1000W/m

参见图26所示则为在蓄电池以供电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图27所示则为在蓄电池以供电模式投入工作后的并网电流波形示意图；保持光照强度不变，在蓄电池以供电模式投入工作后，此时多端口变换器处于三输入单输出工作模式，并网电流峰值由1.68A降至1.6A；图28所示为蓄电池投入供电工作时的工作示意图。

类似地，双输入双输出工作模式#1指光伏电池端口和电网端口为输入端口、蓄电池处于充电模式的工作模式。参见图29所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图30所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流波形示意图；保持光照强度不变，在蓄电池以充电模式投入工作后，此时多端口变换器处于双输入双输出工作模式，并网电流峰值由1.6A升至1.73A；图31所示为蓄电池投入充电工作时的工作示意图。

同样地，单输入双输出工作模式#1即指光伏电池端口不工作，电网端口为输入端、蓄电池处于充电模式的工作模式。参见图32所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图33所示则为在蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流波形示意图；在光伏电池端口不工作，蓄电池以充电模式投入工作后，此时多端口变换器处于单输入双输出工作模式，并网电流峰值由1.73A升至3.5A。

相似地，单输入三输出工作模式即指光伏电池端口工作，电网端口为输出端、蓄电池处于充电模式的工作模式；此时可通过串联5个光伏电池阵列来提高光伏端口的输入功率，以同时为电网端口、负载端口和蓄电池端口提供功率；参见图34所示则为在电网端口作为输出端口、蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流峰值示意图，图35所示则为在电网端口作为输出端口、蓄电池以充电模式投入工作后的并网电流波形示意图；在光伏电池端口工作，且向电网输送功率，蓄电池以充电模式投入工作后，此时多端口变换器处于单输入三输出工作模式，并网电流峰值由1.73A降至-4.2A；图36所示为直流母线电容电压波形，超调量约为8.75％，满足基本设计要求；图37所示为负载输出电压波形，稳态误差约为0.05V满足设计要求。

最后，通过在双输入单输出工作模式下，关闭有源功率解耦功能，得到图38所示的并网电流峰值对比示意图和图39所示的直流母线电容电压对比波形图；显然，第二boost电路的有源功率解耦功能起到了吸收直流母线电容交流功率的作用，使得直流母线电容上的交流纹波由7V降低至0.5V。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包括：在本发明的保护范围之内。