一种圆极化背腔缝隙天线

摘要

本发明提供了一种圆极化背腔缝隙天线，包括：调谐腔体、馈电腔体和扰动件，调谐腔体、馈电腔体和扰动件均由金属材料制成，调谐腔体包括第一面板、和第一面板相对的第二面板及连接于第一面板和第二面板之间的侧壁，第一面板开设辐射缝隙，辐射缝隙为孔状结构，第二面板开设馈电缝隙，馈电腔体连接于第二面板的背离第一面板侧，馈电腔体包围馈电缝隙，馈电腔体连接有同轴馈电端子，侧壁的内侧连接有两扰动件，扰动件具有朝内的反射面，反射面和馈电缝隙的长度方向之间具有夹角，第一面板、第二面板、侧壁和反射面共同围合形成谐振腔。本方案的天线结构简单，而且可以同时具有AR带宽高和AR波束宽度宽的特点。

说明书

技术领域

本发明属于通信设备技术领域，尤其涉及一种圆极化背腔缝隙天线。

背景技术

圆极化(CP)天线可以降低极化失配和多径干扰，广泛应用于定位、导航、卫星和雷达无线通信系统中。

基于简并模式的CP缝隙天线单元通常存在轴比(AR)带宽窄的问题，因此，在相关技术中，会设计缝隙阵列以获得较宽的AR带宽，其中缝隙阵列的馈电网络带来了宽带特性。作为CP天线的另一个重要特性，通常需要较宽的AR波束宽度来扩大覆盖范围。然而，在相关技术中，除了在窄AR带宽时，CP缝隙天线的AR波束宽度据报道只能在中心频率处获得。

因此，一方面，相关的CP缝隙天线的AR波束宽度和AR带宽都比较窄，另一方面，尽管采用缝隙阵列可以提高宽带AR带宽，但是由于天线尺寸大，它们存在AR波束宽度窄的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种圆极化背腔缝隙天线，不但天线结构简单，而且可以同时具有AR带宽高和AR波束宽度宽的特点。

为解决上述技术问题，本发明是这样实现的，一种圆极化背腔缝隙天线，包括：调谐腔体、馈电腔体和扰动件，所述调谐腔体、所述馈电腔体和所述扰动件均由金属材料制成，所述调谐腔体包括第一面板、和所述第一面板相对的第二面板及连接于所述第一面板和所述第二面板之间的侧壁，所述第一面板开设辐射缝隙，所述辐射缝隙为边缘光滑的孔状结构，所述第二面板开设馈电缝隙，所述馈电腔体连接于所述第二面板的背离所述第一面板侧，所述馈电腔体包围所述馈电缝隙，所述馈电腔体连接有同轴馈电端子，所述同轴馈电端子的中心馈电线伸入所述馈电腔体内，所述侧壁的内侧连接有两所述扰动件，所述扰动件具有朝内的反射面，所述反射面和所述馈电缝隙的长度方向之间具有夹角，所述第一面板、所述第二面板、所述侧壁和所述反射面共同围合形成谐振腔。

进一步地，所述第一面板和所述第二面板相互平行；

两所述扰动件中心对称地分布于所述馈电缝隙的周围，且对称中心为所述馈电缝隙的中心；所述反射面垂直于所述第一面板。

进一步地，所述反射面和所述馈电缝隙的长度方向的夹角在30°-60°。

进一步地，所述辐射缝隙为圆形，所述辐射缝隙的中心和所述馈电缝隙的中心正对。

进一步地，所述辐射缝隙的直径和所述馈电缝隙长度的比值在0.6-1.2；所述馈电缝隙的长度和所述馈电缝隙的宽度的比值在2-10。

进一步地，所述辐射缝隙为椭圆形，所述辐射缝隙的中心和所述馈电缝隙的中心正对，所述辐射缝隙的长轴方向和所述馈电缝隙的长度方向之间具有夹角。

进一步地，所述辐射缝隙的长轴方向垂直于所述馈电缝隙的长度方向，所述辐射缝隙的长轴直径和所述辐射缝隙的短轴直径比值在1.05-3，所述辐射缝隙的长轴直径和所述馈电缝隙的长度的比值在0.8-2，所述馈电缝隙的长度和所述馈电缝隙的宽度的比值在2-10。

进一步地，所述中心馈电线平行于所述第二面板的板面，所述中心馈电线垂直于所述馈电缝隙的长度方向。

进一步地，所述中心馈电线伸入所述馈电腔体内的长度和所述馈电缝隙的长度的比值在0.3-0.8。

进一步地，所述第一面板和所述第二面板为宽度相同的正方形，所述第一面板和所述第二面板之间的距离小于所述第一面板的宽度。

本发明中圆极化背腔缝隙天线与现有技术相比，有益效果在于：

信号可以通过馈电腔体和同轴馈电端子从馈电缝隙馈入，通过两个扰动件，可以产生两个面向CP辐射的简并腔模，光滑的孔状结构的辐射缝隙可以将信号辐射出。本方案的天线结构简单，具有稳定的辐射增益和方向图，且同时具有较高的AR带宽和较宽的AR波束宽度。

附图说明

图1是本发明实施例中第一种实现方式的圆极化背腔缝隙天线的结构示意图：(a)三维视图；(b)XY平面的顶视图；(c)XZ平面的侧视图；

图2是本发明实施例中第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线的结构示意图：三维视图(上)；XY平面的顶视图(左下)；XZ平面的侧视图(右下)；

图3是第一种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在有扰动件(Lt＝12mm)和没有扰动件(Lt＝0mm)时的模拟结果；

图4是第一种实现方式的圆极化背腔缝隙天线的电场分布：(a)3.68ghz 的电场分布；(b)3.78ghz的电场分布；(c)3.75GHz下在t＝0时的电场分布；(d) 3.75GHz下在t＝T/4时的电场分布；

图5是谐振腔尺寸的参数研究：(a)a和b的影响；(b)c的影响；

图6是第一种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在不同扰动件Lt尺寸和辐射缝隙R尺寸条件下Ex和Ey的幅度比和相位差：(a)幅度比；(b)相位差；

图7模拟了第一种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在不同扰动件Lt尺寸和辐射缝隙R尺寸条件下的AR；

图8是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在辐射缝隙为不同尺寸时的 AR；

图9是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在t＝0和t＝T/4时，辐射缝隙内的电场方向：(a)和(b)3.4GHz；(c)和(d)3.5GHz；(e)和(f)3.6 GHz；

图10是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线：(a)在3.5ghz的XZ平面和YZ平面上的Ex和Ey的幅度比和(b)相位差与θ的函数；

图11模拟了第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在3.5ghz下的AR波束宽度；

图12是馈电缝隙参数和阻抗匹配的关系图：(a)长度Lf和(b)宽度Wf；

图13是第二种实现方式(实线和带图形的实线)的圆极化背腔缝隙天线和第一种实现方式(虚线和带图形的虚线)的圆极化背腔缝隙天线的比较：(a)| S11|和轴向比；(b)实现的增益和孔径效率；

图14是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线的样品照片：(a)全视图， (b)顶视图；

图15是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线的测量(Measured)和模拟(Simulated)结果：(a)S11和效率；(b)增益和轴比，其中TE表示总效率， AE表示孔径效率；

图16是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在不同频率下的测量 (Mea.)和模拟(Sim.)辐射模式：(a)、(b)和(c)在3.4GHz；(d)、(e)和(f) 在3.5GHz；(g)、(h)和(i)在3.6GHz；

图17是第二种实现方式的圆极化背腔缝隙天线在不同频率下测量(Mea.) 和模拟(Sim.)的AR波束宽度：(a)在3.4GHz；(b)在3.5GHz；(c)在3.6GHz。

在附图中，各附图标记表示：1、调谐腔体；11、辐射缝隙；12、馈电缝隙； 13、侧壁；2、馈电腔体；21、同轴馈电端子；211、中心馈电线；3、扰动件。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例：

在本实施例中，结合图1-2，提供一种圆极化背腔缝隙天线，其特征在于，包括：调谐腔体1、馈电腔体2和扰动件3，调谐腔体1、馈电腔体2和扰动件 3均由金属材料制成，调谐腔体1包括第一面板、和第一面板相对的第二面板及连接于第一面板和第二面板之间的侧壁13，第一面板开设辐射缝隙11，辐射缝隙11为边缘光滑的孔状结构，第二面板开设馈电缝隙12，馈电腔体2连接于第二面板的背离第一面板侧，馈电腔体2包围馈电缝隙12，馈电腔体2连接有同轴馈电端子21，同轴馈电端子21的中心馈电线211伸入馈电腔体2内，侧壁13的内侧连接有两扰动件3，扰动件3具有朝内的反射面，反射面和馈电缝隙12的长度方向之间具有夹角，第一面板、第二面板、侧壁13和反射面共同围合形成谐振腔。

信号可以通过馈电腔体2和同轴馈电端子21从馈电缝隙12馈入，通过两个扰动件3，可以产生两个面向CP辐射的简并腔模，光滑的孔状结构的辐射缝隙11可以将信号辐射出。本方案的天线结构简单，具有稳定的辐射增益和方向图，且同时具有较高的AR带宽和较宽的AR波束宽度。

在本实施例中，第一面板和第二面板相互平行；第一面板和第二面板为宽度相同的正方形，第一面板和第二面板之间的距离小于第一面板的宽度；两扰动件3中心对称地分布于馈电缝隙12的周围，且对称中心为馈电缝隙12的中心；反射面垂直于第一面板；反射面和馈电缝隙12的长度方向的夹角在30° -60°。具体的，在本实施例中，调谐腔体1整体为长方体结构，因此，调谐腔体1内部为长方体腔，扰动件3为横截面为等腰直角三角形的三棱柱状，两扰动件3分别设置在调谐腔体1内的两个相对的角部位置，且扰动件3的两个面分别贴紧侧壁13的壁面，扰动件3可以和侧壁13一体成型，扰动件3也可以和侧壁13分体成型并通过焊接或粘接方式与侧壁13相连，馈电缝隙12为长方形孔，馈电缝隙12的长度方向和第一面板的一边平行，馈电缝隙12的中心和第二面板的中心正对，因此，反射面和馈电缝隙12的长度方向之间的夹角为 45°，通过这样的结构，可以实现CP辐射，即通过扰动件3可以产生两个模式，分别为TE101模式和TE011模式，两个模式可以产生CP辐射，并且，能获得较高的AR带宽和较宽的AR波束宽度。应当理解，前述具体描述仅仅是较为优选的方案，在一些实施例中，调谐腔体1的形状可以适应性调整，例如，调谐腔体1的第一面板和第二面板均为长方形，因此，调谐腔体1整体为长宽高尺寸均不相等的长方体状；在一些实施例中，第一面板和第二面板的轮廓尺寸相同，第一面板和第二面板可以为圆形、正五边形、正六边形、正七边形等等，因此，调谐腔体1的整体可以为圆柱形、正五棱柱形、正六棱柱形、正七棱柱形等等；在一些实施例中，扰动件3也可以不是中心对称地设置在馈电缝隙12周围，只要保证两扰动件3的反射面和馈电缝隙12的长度方向具有夹角，且两反射面相互平行即可，反射面和馈电缝隙12的长度方向之间的夹角可以是30°、35°、 40°、45°、50°、55°、60°等等。

在本实施例中，中心馈电线211平行于第二面板的板面，中心馈电线211 垂直于馈电缝隙12的长度方向；中心馈电线211伸入馈电腔体2内的长度和馈电缝隙12的长度的比值在0.3-0.8。

在本实施例中，提供两种实现方式的圆极化背腔缝隙天线。

结合图1，在第一种实现方式中：

辐射缝隙11为圆形，辐射缝隙11的中心和馈电缝隙12的中心正对；辐射缝隙11的直径和馈电缝隙12长度的比值在0.6-1.2，例如0.7、0.8、0.9、1.0、 1.1等等；馈电缝隙12的长度和馈电缝隙12的宽度的比值在2-10，例如3、4、 5、6、7、8、9等等。

具体的，在本实现方式中，调谐腔体11内腔的长a＝60mm，调谐腔体11内腔的宽b＝60mm，调谐腔体11内腔的高c＝50mm，馈电腔体2内腔的长p＝50mm，馈电腔体2内腔的宽q＝22mm，馈电腔体2内腔的高s＝20mm，辐射缝隙11的半径R＝17mm，扰动件3横截面的直角边长Lt＝12mm，馈电缝隙12的长Lf＝36mm，馈电缝隙12的宽Wf＝8mm，中心馈电线211和第二面板的距离Dp＝6mm，中心馈电线211伸入馈电腔体2内的长度Lp＝18mm，第一面板的厚度t1＝2mm，第二面板的厚度t2＝2mm。

在本实现方式中，对于不同工作频率的工作波(波长为λ)，调谐腔体1 的内腔参数可以适应性设置，优选为调谐腔体1内腔的长a＝0.75λ，调谐腔体 1内腔的宽b＝0.75λ，调谐腔体1内腔的高c＝0.62λ。

应当理解，本实现方式的天线的上述参数只是用于示范的优选方案，在实际应用过程中，上述提到的各参数均可以适应性调整，调谐腔体1和馈电腔体 2均为长方体结构的情况下，调谐腔体1内腔的长a可以在20mm-150mm内选取，例如20mm、25mm、30mm、35mm、40mm、45mm、50mm、55mm、60mm、65 mm、70mm、75mm、80mm、85mm、90mm、95mm、100mm、105mm、110mm、115mm、120mm、125mm、130mm、135mm、140mm、145mm等等，并且，以前述优选方案为参照，其余各参数的尺寸和调谐腔体1内腔的长a的比值可以上下浮动，且上下浮动的比例可以在0-50％之间，例如5％、10％、15％、20％、25％、 30％、35％、40％、45％等，以调谐腔体1内腔的长a选取为120mm，调谐腔体1 内腔的高c上浮10％为例，c可以设置为120*(50/60)*(1+10％)＝110mm，其他的参数可以参照该方式进行适应性设置，在此不再赘述。

结合图2，在第二种实现方式中：

辐射缝隙11为椭圆形，辐射缝隙11的中心和馈电缝隙12的中心正对，辐射缝隙11的长轴方向和馈电缝隙12的长度方向之间具有夹角。优选的，辐射缝隙11的长轴方向垂直于馈电缝隙12的长度方向，辐射缝隙11的长轴直径和辐射缝隙11的短轴直径比值在1.05-3，例如1.10、1.20、1.40、1.60、1.80、 2.00、2.20、2.40、2.60、2.80等等；辐射缝隙11的长轴直径和馈电缝隙12 的长度的比值在0.8-2，馈电缝隙12的长度和馈电缝隙12的宽度的比值在 2-10，例如3、4、5、6、7、8、9等等。

具体的，具体的，在本实现方式中，调谐腔体1内腔的长a＝60mm，调谐腔体1内腔的宽b＝60mm，调谐腔体1内腔的高c＝50mm，馈电腔体2内腔的长p ＝50mm，馈电腔体2内腔的宽q＝22mm，馈电腔体2内腔的高s＝20mm，辐射缝隙 11的长轴直径Ly＝57mm，辐射缝隙11的短轴直径Lx＝57mm，扰动件3横截面的直角边长Lt＝22mm，馈电缝隙12的长Lf＝45mm，馈电缝隙12的宽Wf＝12mm，中心馈电线211和第二面板的距离Dp＝9mm，中心馈电线211伸入馈电腔体2内的长度Lp＝16mm，第一面板的厚度t1＝2mm，第二面板的厚度t2＝2mm。

在本实现方式中，对于不同工作频率的工作波(波长为λ)，调谐腔体1 的内腔参数可以适应性设置，优选为调谐腔体1内腔的长a＝0.75λ，调谐腔体 1内腔的宽b＝0.75λ，调谐腔体1内腔的高c＝0.62λ。

应当理解，本实现方式的天线的上述参数只是用于示范的优选方案，在实际应用过程中，上述提到的各参数均可以适应性调整，调谐腔体1和馈电腔体 2均为长方体结构的情况下，调谐腔体1内腔的长a可以在20mm-150mm内选取，例如20mm、25mm、30mm、35mm、40mm、45mm、50mm、55mm、60mm、65 mm、70mm、75mm、80mm、85mm、90mm、95mm、100mm、105mm、110mm、115mm、120mm、125mm、130mm、135mm、140mm、145mm等等，并且，以前述优选方案为参照，其余各参数的尺寸和调谐腔体1内腔的长a的比值可以上下浮动，且上下浮动的比例可以在0-50％之间，例如5％、10％、15％、20％、25％、 30％、35％、40％、45％等，以调谐腔体1内腔的长a选取为120mm，调谐腔体1 内腔的高c下浮10％为例，c可以设置为120*(50/60)*(1-10％)＝90mm，其他的参数可以参照该方式进行适应性设置，在此不再赘述。

下面对本方案的圆极化背腔缝隙天线进行设计分析：

图1显示了所提出的圆极化背腔缝隙天线的结构，在该天线中，腔模式 TE101和TE011用于获得CP辐射。它们的原始共振频率分别用公式(1)和(2) 计算：

v代表自由空间中的波速，a、b和c分别是调谐腔体1内腔的长宽高。由于TE101和TE011模被认为是一对简并模，并且在适当的扰动下有可能被用来设计CP天线，所以它们的原始频率被设置为相同的，即a＝b。

扰动件3对腔模TE101产生微扰，从而产生新的腔模TE011。这两种模式具有正交的场分布，在适当的微扰下，它们可以用来实现CP辐射。图3显示了不带扰动件3(Lt＝0mm)和带扰动件3(Lt＝12mm)的模拟的|S11|和轴比(AR)。可以看出，当Lt＝0mm时，只有单模(TE101模)被激发。模拟结果(3.68ghz) 与计算结果(3.93ghz)之间的频率差异是由于馈电缝隙12和辐射缝隙11的加载效应造成的。在扰动件3(Lt＝12mm)的作用下，又产生一个模式，即TE011 模式。可以看出，TE101模仍在其3.68ghz的原始频率处谐振，而TE011模在3.78ghz的更高频率处谐振。它们的电场分布分别如图4(a)和(b)所示；如图4(c)和(d)所示，这两种模式产生约3.75GHz的CP辐射，因为它们具有相同的幅度和90°相位差。图3中的AR带宽达到约1.0％。

由式(1)可见，腔体尺寸会影响腔体模式的谐振频率，进而影响天线的阻抗带和AR带工作频率。为了理解这一点，空腔尺寸对天线的影响如图5所示。可以看出，随着谐振腔尺寸的增大，天线的工作频率逐渐降低，这与由式(1) 得到的结果一致。

AR带宽的改善

然后，我们来讨论AR带宽的改进。结果表明，在两个简并模和一个天线单元的作用下，无需引入额外的馈电网络或耦合结构，AR带宽可以得到提高。

AR＝1的理想CP辐射是在Ex＝Ey和∠Ex-∠Ey＝90°的条件下得到的，其中 Ex和Ey是获得CP波的两个电场分量。要获得较宽的AR带宽，应满足两个要求：

a)幅度比Ex/Ey在较宽的频率范围内近似等于1。

b)在要求(a)的相同频率范围内，相位差约等于90°。

在这种CP缝隙天线中，主要的扰动是由扰动件3和辐射缝隙11引起的。它们对Ex和Ey的幅度比和相位差的影响如图6所示。图6(a)表明单独增加 Lt(情况1到情况2)和单独增加R(情况1到情况3)不能提高AR带宽，因为它们都导致幅度比超过3db。同时增加Lt和R(情况1到情况4到情况5) 可以拓宽带宽，幅度比在±3dB左右。图6(b)还表明，Lt和R的同时增加可以加宽带宽，相位差在90°(90°±15°)左右。因此，Lt和R的同时增加确实可以满足(a)和(b)的要求，从而拓宽AR带宽。

图7显示了不同扰动件3和辐射缝隙11辐射缝隙11尺寸条件下的模拟AR。可以看出，当Lt和R同时增加时，AR带宽增加。3db AR带宽范围为3.73～ 3.9ghz，在Lt＝22和R＝21时带宽为4.5％，比原来的1.0％宽。先前关于AR带宽改善的分析是基于圆形辐射缝隙11进行的。为了进一步提高AR带宽，用椭圆辐射缝隙11代替圆形辐射缝隙11，如图8所示。椭圆辐射缝隙11在x轴和y 轴上具有不同的直径，对两个简并模产生不同的扰动，有可能拓宽AR带宽。图 8显示了在保持x轴直径(Lx)不变的情况下增加y轴直径(Ly)的效果。可以看出，当Ly从42mm增加到58mm时，AR带宽从4.5％增加到10.3％。为了更清楚地了解工作机制，图9给出了不同周期和不同频率下辐射缝隙11上的电场方向。可以看出，3.4GHz、3.5GHz和3.6ghz的电场在相邻的四分之一周期实例之间都有90°的相位差。

AR波束宽度分析

然后，给出了AR波束宽度的性能。图10显示了作为θ函数的XZ平面和 YZ平面上Ex和Ey的幅度比和相位差。XZ平面在-74°～+74°角度范围内的幅度比在±2dB以内，-80°～+80°角度范围内的幅度比在±3dB以内，-85°～ +85°角度范围内的相位差在90°～100°之间。YZ面在-70°～+70°角度范围内的幅度比在±2dB以内，-82°～+82°角度范围内的幅度比在±3dB以内， -86°～+86°角度范围内的相位差在89°～94°之间。因此，从图11可以理解，所提出的CP天线可以加宽相关AR波束宽度。XZ平面和YZ平面的3db AR 波束宽度分别为156°和160°。宽AR波束宽度的内在因素是：(1)单个谐振腔引入相对较小的天线尺寸，可以保持较宽的辐射波束宽度；(2)背腔作为有限的接地面，可以重塑E面和H面上的辐射方向图，然后使这两种辐射模式更加相似。

阻抗匹配

在确定了天线的辐射性能之后，还确定了天线的输入阻抗。为了获得良好的阻抗匹配，馈电结构的阻抗应与天线的输入阻抗相匹配。在这种天线中，馈电结构的阻抗主要受馈电缝隙12、馈电腔体2和中心馈电线211伸入馈电腔体 2内的尺寸的影响。本文研究了两个主要参数，即馈电缝隙12的长度(Lf)和宽度(Wf)。从图12可以看出，Lf和Wf的增加都可以在所需频带产生良好的阻抗匹配。

宽带和窄带天线的比较

宽带(椭圆辐射缝隙11)和窄带(圆形辐射缝隙11)CP缝隙天线的比较如图13所示。阻抗带宽(IBW)和AR带宽(ARBW)分别从2％和1.0％提高到18.7％和10.3％。在不增大天线尺寸(相反，由于工作频率降低而减小天线尺寸)或使天线结构复杂化的情况下获得增强的带宽。此外，实现的增益增加1db，孔径效率从57％～59％提高到78％～88％。

实验结果

在设计了CP缝隙天线后，制作了样机，并进行了实验验证。天线的照片如图14所示。图15显示了作为频率函数的测量和模拟结果。在3.45ghz (3.29-3.62ghz)下测量的带宽为9.5％，比模拟的3.5ghz(3.32-3.68ghz)下 10.3％的带宽略窄。由于采用了两种类似的简并腔模，该天线具有7.65± 0.15dbic的平坦带内实现增益。测量的总效率为93％～97％，而模拟的总效率为 98％～99.5％，两者的功耗都很低。在3.3ghz时，孔径效率大于70％，峰值效率为91％，而模拟孔径效率大于78％。

图16显示了φ＝0°、φ＝45°和φ＝90°平面上3.4GHz、3.5GHz和3.6GHz 的辐射方向图，表明测量的共极化(LHCP)与模拟的几乎相同，测量的交叉极化(RHCP)优于-20dB。我们还可以看到，这三个频率下的共极化几乎是相同的，这表明在工作频带上辐射方向图是稳定的。如图17所示，CP缝隙天线在三个平面处的AR波束宽度，其指示所提出的天线在宽频率范围内具有宽AR波束宽度。XZ面和YZ面3.4ghz、3.5ghz和3.6ghz的3db-AR波束宽度均大于 140°，而对角线面3db-AR波束宽度均大于120°。测得的AR波束宽度的详细结果如表一。

表一：不同频率下的3分贝轴比波束宽度

结论

本方案提出的圆极化背腔缝隙天线，引入三棱柱状扰动件3，利用扰动件3 产生了两个面向CP辐射的简并腔模TE101和TE011。通过适当改变扰动件3和辐射缝隙11的尺寸，证明了所提出的CP缝隙天线在单对简并模的基础上获得了约10.3％的AR带宽，比初始的1％宽。这项工作带来了一个新的观点，即简并模也可以用来获得较宽的AR带宽，而不需要引入超宽带馈电网络或耦合结构。单谐振腔和背腔天线结构能够同时获得较宽的AR波束宽度和增强的AR带宽。最后，制作了一个天线样机并进行了测试，结果表明，实测的AR波束宽度超过 140°，AR带宽为9.5％。此外，该缝隙天线还具有辐射效率高、孔径效率高、实现增益稳定、辐射方向图稳定等优点。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。