使用多频段的宽范围的载波频率偏移(CFO)下的窄带信号的交叉积检测方法

摘要

一种同步器，其产生同相(I)和正交(Q)样本的交叉积，并存储正弦和余弦交叉积的符号位。将符号位与帧起始位序列的本地参考进行比较，并将比较结果累加为符号和半符号采样的I和Q相关。符号和半符号采样的I和Q相关的累加的线性组合，为频率段产生线性组合结果，其在不同的隐含载波频率偏移(CFO)设置下达到峰值。选择最大的线性组合结果，作为该频率段的隐含CFO设置，并应用到解调器中，以调整接收器的CFO设置和位同步。由于只保留了每个交叉积的符号位，用于与帧起始位序列进行相关，因此计算复杂度降低了。线性组合可以支持宽的CFO范围。

说明书

技术领域

本发明涉及通信系统，特别涉及具有宽范围的载波频率偏移(Carrier FrequencyOffsets，CFO)的窄带信号的检测器。

背景技术

通信系统可包括收发器，其同时具有发射器和接收器。有些应用需要低功耗，如物联网(IoT)等。

图1显示了一种低功率接收器。射频(RF)前端102接收来自天线的无线信号，并可将低功率信号放大并将信号转换为中频(IF)，然后将放大的IF电压施加到模数转换器(ADC)104，其产生数字信号。下混频器106将本地时钟与来自ADC 104的数字信号混合，以将频率从IF范围移至基带。

解调器110通过提取基带信号的一些参数，例如相位、频率和幅度，来解调数字信号，以恢复发送的数据。解帧器112去除帧序列，例如起始位序列和前导码，以输出接收到的数据流。可以在下游进一步处理，以检查数据包头并执行更高的协议级别的纠错。

检测器100检查并处理由下混频器106输出的基带信号，以调整解调器110的时序。由下混频器106使用的本地时钟可能与发射器的时钟不完全匹配。当时钟错配显著时，数据可能被错误地检测到。

每个帧的开头通常都有一个带有已知位序的前导码，例如10101010，可用于调整接收器的时序，以便可以更准确地读取帧起始位序列(frame-start bit-sequence)之后的数据。

检测器100检查由下混频器106接收的信号，并搜索帧起始位序列。当检测器100检测到该帧起始位序列时，则处理包含帧起始位序列的接收信号，以确定不同的时钟频率和符号时序是否能更好地接收该帧起始位序列。为该帧起始位序列产生最强信号的时钟偏移量和符号时序被发送到解调器110，并用于解调当前帧中帧起始位序列之后的数据。

因此，检测器100检测到帧起始位序列中的时序不匹配，然后在解调器110提取帧起始位序列之后的数据时，调整解调器110的时序以纠正检测到的时序不匹配。

发射器和接收器之间的时钟频率差或载波偏移称为载波频率偏移(CFO)。检测器100检测并校正该CFO。理想地，检测器100能够对大范围的CFO进行校正。然而，低功率接收器需要降低检测器100的计算复杂度。当检测器100处理数据时发生的存储器读取和写入会增加功耗。但是，低功率发射器发送的弱信号很难检测到。通用数字信号处理器(DSP)可能会消耗太多功率或无法处理高比特率。

当CFO范围较宽时，计算复杂度会增加。使用坐标旋转数字计算机(CoordinateRotation Digital Computer，CORDIC)函数的鉴相器(phase discriminator)的复杂度很高，容易受到相位模糊的影响。较简单的鉴相器通常在较窄的CFO范围内工作。

希望有一种可以在宽范围的CFO上运行的低功耗、低复杂度的检测器。希望有一种帧起始位序列检测器，它能用简单的鉴相器执行二进制相关，不需要高功率或高计算复杂性。

附图说明

图1显示低功率接收器。

图2是宽CFO范围检测器的框图。

图3更详细地显示了交叉积相位计算器。

图4更详细地显示了复数二进制相关器。

图5突出显示了从两个采样时间间隔产生的相关交叉积。

图6更详细地显示了线性组合器。

图7更详细地显示了决策逻辑。

具体实施方式

本发明涉及一种低功率检测器的改进。下面的描述是为了使本领域普通技术人员能够在特定的应用及其要求的背景下制作和使用本发明。对本发明的优选实施例的各种修改，对于本领域技术人员来说，将是显而易见的，并且这里定义的一般原则可以适用于其他实施例。因此，本发明并非旨在局限于所示和所述的特定实施例，而是应被赋予与本发明披露的原则和新颖特征一致的最宽范围。

发明人已经认识到，简单的鉴相器，如交叉积型(cross-products)，可以在较小的CFO子范围内运行得很好，但在较宽的CFO范围内不能良好运行。本发明人认识到，可以使用低复杂度的交叉积鉴相器，并且其结果与帧起始位序列相关。相关结果的线性组合可以产生几种可能的CFO设置或频率区间的结果。最高相关结果的频率段可用于选择位同步估计和CFO估计，可以调整接收器的时钟以修正实际的CFO。

因此，CFO范围在相关之后被划分为多个频段。只需要一个相关频道和一个线性组合。通过在相关之后而不是相关之前将CFO范围划分为几个频段，可以实现低复杂度检测器。尽管交叉积鉴相器单独使用时在小的CFO范围内是有用的，但线性组合和相关性克服了鉴相器有限的CFO范围。

图2是宽CFO范围检测器的方框图。下混频器106(图1)产生一个样本流，具有每个样本的同相(I)和正交(Q)值。检测器100’接收这些I、Q样本值，并使用交叉积相位计算器120计算交叉积。交叉积的前导位或符号位被存储，用于样本序列。

复数二进制相关器122将符号位序列与帧起始位序列的本地副本或本地参考进行比较，以确定交叉积符号与预期的帧起始位序列的匹配度。正弦和余弦交叉积都分别累加。只对交叉积的极性(即由符号位表示)进行相关和累加，而不对所有值进行累加。仅使用MSB或符号位可大大降低计算复杂度。

然后，线性组合器124将累加的相关性与具有不同交叉积间隔的其他累加的相关性进行组合，以产生针对不同预设CFO值的频率段。然后，决策逻辑126将这些频率段结果与段阈值进行比较，并将超过阈值最大的段(代表最大信号)用于选择CFO估计值和位同步，以去除CFO并调整时序。

决策逻辑126输出一个位同步估计值到解调器110(图1)，并将CFO估计值输出到下混频器106(图1)。位同步估计值是指示符号的起始点的值，用于调整解调器110的输入，从而在每个符号的起始点触发解调器110。CFO估计值是指示CFO的大小的值。下混频器106主要使用CFO估计值以通过调整本地参考频率来去除CFO，从而使解调器110能够使用无CFO的样本来恢复数据。

图3更详细地显示了交叉积相位计算器。同相I的样本I1、...I2、...被存储在I样本缓冲器32中，而正交Q样本Q1、...Q2、...被存储在Q样本缓冲器34中。I1和I2之间，以及Q1和Q2之间可能还有其他中间样本。中间样本的数量可以取决于基带设计，例如调制指数，或每个符号的样本数，其中I1、Q1和I2、Q2来自连续的符号，或来自连续的半符号，如果每个符号有多个样本时，可以有中间样本。Q2可以先于Q1接收到。

例如，当一个符号对应一个传输位，并且这些符号以1Mbits/秒的速度传输时，过采样率(Over-Sampling Ratio，OSR)为16，所以接收器的ADC对每个符号进行16个采样。采样率为16M，符号率为1M。对于一个OSR相关，在Q1和Q2之间有15个样本，对于一个OSR/2相关，在Q1和Q2之间有15个样本。

选择Q1和Q2之间的间隔是确保正弦交叉积绝对值大，这要求Q1和Q2的相位差接近π/2。所以Q1和Q2之间的采样数取决于采样频率和调制指数。相位差越接近π/2，信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)就越高。提高信噪比可以提高检测性能。

来自缓冲器32、34的样本被乘法器22、24、26、28相乘，然后乘积由加法器20、30相加。来自加法器20的最高有效位(Most-Significant-Bit，MSB)作为正弦交叉积的符号位被存储在正弦符号位缓冲器36中。正弦符号位指示正弦波何时位于x轴上方以及正弦波何时位于x轴下方。符号位表示相位差的方向，也可以看成是一个简化的相位差。符号位“0”对应于正相位差，符号位“1”对应于负相位差。

乘法器22将I2和Q1相乘，得到I2*Q1，而乘法器24将Q2和I1相乘，得到乘积Q2*I1。加法器20从乘法器22的乘积中减去乘法器24的乘积，得到正弦交叉积(I2*Q1-Q2*I1)。来自加法器20的LSB被丢弃，只保留来自加法器20的MSB，并存储在正弦符号位缓冲器36中。该符号位表示正弦波的当前符号。

乘法器26将I2和I1相乘，得到I2*I1，而乘法器28将Q2和Q1相乘，得到积Q2*Q1。加法器30将乘法器26和乘法器28的乘积相加，得到余弦交叉积(I2*I1+Q2*Q1)。来自加法器30的MSB作为余弦交叉积的符号位存储在余弦符号位缓冲器38中。该符号位表示相位差的余弦函数的符号，是一个简化的相位差。

交叉积相位计算器120从缓冲器36、38输出符号位，这些符号位是简化的相位差。由于这些符号位代表接收到的正弦和余弦函数的极性，所以这些符号位的序列显示出这些正弦和余弦函数何时切换极性或越过x轴。因此，这些符号位代表了I、Q输入样本的相位差。

例如，1、1是负正弦波和负余弦波，1、0是负正弦波和正余弦波，0、0是正正弦和正余弦。正弦符号位序列1100和余弦符号位序列1000表示余弦波第二样本与x轴相交，正弦波第三样本与x轴相交。这些极性变化的时间可以用来估计位同步。

图4更详细地显示了复数二进制相关器。由交叉积相位计算器120产生的正弦符号位被存储在正弦符号位缓冲器36中，作为符号位的序列被提供给复数二进制相关器122。使用乘法器44将这些符号位与本地参考46相乘，并由Q二进制累加器累加结果。累加的结果为R

本地参考46是预期的帧起始位序列的本地副本，例如10101010(基本1M/秒的信号)或OSR为8：1111111100000000111111110000000011111111000000001111111100000000

在接收器上存储或生成本地参考46。当从发射器正确地接收到帧起始位序列时，例如当发射器和接收器时钟之间的相位延迟为零时，并且CFO接近于零时，正弦符号位将与相应序列中的本地参考46的位相匹配，并且Q二进制累加器40中的累加值将很大。

由交叉积相位计算器120产生的余弦符号位作为符号位序列存储在余弦符号位缓冲器38中。使用乘法器48将这些符号位乘以本地参考46，并将结果由I二进制累加器42累加。累加的结果为R

当正确地接收到帧起始位序列时，在发射器和接收器时钟之间没有相位延迟的情况下，余弦符号位将与相应序列中的本地参考46的位不匹配，并且I二进制累加器42中的累加值将很小。但是，当CFO引入相位差为π/2时，那么帧起始位序列也将旋转π/2，余弦符号位将与本地参考匹配，但正弦符号位将不匹配。那么在I二进制累加器42中的累加结果将是一个大的负值，而在Q二进制累加器40中的累加结果将很小。

图5突出显示了从两个采样时间间隔产生的相关交叉积。在第一通道，从缓冲器34中选择Q样本S1和S1'，并作为Q1和Q2值输入到交叉积相位计算器120(图3)。以类似的方式从缓冲器32中选取I1和I2。交叉积相位计算器120生成交叉积，并将其截断为符号位，由复数二进制相关器122进行相关和累加，以生成R

在本例中，OSR为8，所以每个符号有8个样本。样本S1和S1'被选择由OSR分开，或隔开8个样本。Q1、Q1来自相邻符号。因此，通过选择Q1、Q2来与OSR相匹配，产生R

第二次使用交叉积计算器120和复数二进制相关器122，或者使用并行硬件。从缓冲器34中选择Q样本S1和S5，作为Q1和Q2值输入到交叉积相位计算器120'(图3)。以类似的方式从缓冲器32中选择I1和I2。交叉积相位计算器120'产生交叉积，并将其截断为符号位，由复数二进制相关器122'进行相关和累加，以生成R

在该第二通道，交叉积相位计算器120从连续半符号或OSR/2分隔中选择Q1、Q2(和I1、I2)。在OSR＝8的例子中，样本S1和S5被选择为相隔半个符号，或相距OSR/2＝8/2＝4个样本。

不同时间间隔OSR/2的样本上的交叉积产生R

图6更详细地显示了线性组合器。当从缓冲器32、34中选择的I和Q样本相隔一个符号时，Q二进制累加器40中累加的正弦位匹配结果R

在第二通道，通过交叉积相位计算器120'和复数二进制相关器122'，从缓冲器32、34选取的I和Q样本相隔半个符号。然后，Q二进制累加器40中累加的正弦位匹配结果为R

求和器50是一个加法器，它产生第一频率段结果R

第二求和器52产生第二频率段结果R

第三求和器54产生第三频率段结果R

第四求和器56产生第四频率段结果R

第五求和器58产生第五频率段结果R

对于CFO引入的不同相位差偏移，五个频率段结果R

当接收到的相位差偏移非常大且为负值时，R

因此，五个频率段结果R

图7更详细地显示了决策逻辑。五个频率段结果R

最大值选择器60可以从其频率段输入减去每个阈值，并将其差值相互比较，找到最大差值。具有最大差值的那个频率段被用来估计位同步。

CFO估计可以是一个比较复杂的结果，例如，使用具有最大超出量的频率段的那个超出量。CFO可以是一个粗略的估计。

当决策逻辑成功完成后，缓冲器32、34(图3)内的I2(或Q2)的位置就是位同步估计值。在缓冲器32、34的位置(图3)中，将值最大的频率段的CFO(0、125kHz、-125kHz、-125kHz、250kHz或-250kHz)作为CFO的粗略估计值。位同步估计值被解调器110(图1)用于设置解调的起始点，而CFO估计值被下混频器106使用。

硬件复杂度降低了，因为交叉积相位计算器120只使用4个乘法器和2个加法器，它们在I和Q样本的整个宽度(例如8位)上运行。由于交叉积中只保留了符号位，所以线性组合器124中的乘法器44、48只需要是1位的乘法器，而不是8位或32位的乘法器。而且，I二进制累加器42和Q二进制累加器40可以使用较小的加法器，因为累加单个位。

交叉积相位计算器120从缓冲器34中选择样本S1、S1'作为样本Q1、Q2。这些样本S1、S1'相隔一个符号，或相隔OSR样本。第二交叉积相位计算器120'从缓冲器34中选择样本S1、S5作为样本Q1、Q2。这些样本S1、S5相隔半个符号，或相隔OSR/2样本。在交叉积相位计算器120中，Q2早于Q1被接收。

采样时钟为OSR乘以符号时钟的频率。当接收到的CFO接近于零时，R

当所接收到的数据的CFO为小的正CFO时，则第二频率段结果R

当所接收到的数据的CFO为小的负CFO时，则第三频率段结果R

当所接收到的数据的CFO为大的正CFO时，则第四频率段结果R

当所接收到的数据的CFO为大的负CFO时，则第五频率段结果R

交叉积和二进制相关模块在等于采样频率的时钟上运行。一旦输入一个新的样本，就会输出一个新的相关值。首先，S1'、S5和S1被输入到交叉积模块120、120'。其次，S8(在S1'的右侧)、S4和S8(在S1的右侧)被输入到交叉积模块120、120'。

决策逻辑126使用的R

替代实施例

发明人设想了几种其他实施例。例如，可以有不同数量的频率段。这些频率段可以对应于对解调器的CFO调整的可能设置。例如，当可能的CFO设置为0、+125、-125、-125、+250、-250kHz时，可以使用如前所述的5个频率段，但当可能的CFO设置为0、+125、-125kHz时，则只能使用前3个频率段。在I采样缓冲器32和Q采样缓冲器34内选择的交叉积的位置，可以针对不同的过采样率和调制因子进行调整。

线性组合器124的每个频段结果是由不同的CFO值补偿后的相关值。这些CFO值对应于解调器的可能的CFO设置，但与可能的CFO设置相比，CFO设置可能会受到更多限制。例如，对于某些频率和调制因子，可能存在过大且不能使用的CFO设置，尽管线性组合器124仍然可以检查这些超限的CFO值，尽管它们的结果被忽略。决策逻辑126可以被配置为忽略最宽CFO设置的频率段结果，而只检查较窄的频率段。例如，在某些模式下可以忽略R

频率段的数量可以与可能的设置数量相匹配，或者可以有比频率段更多的可能设置，其中，超过阈值的超出幅度被用来从接近峰值频率段的设置的子集中选择。频率段可以对应于由交叉积相位计算器120和复数二进制相关器122测试的CFO假设值。具有最高结果值的频率段的假设CFO设置用于为其余帧设置解调器中的位同步。

交叉积相位计算器120、复数二进制相关器122、线性组合器124和决策逻辑126中的任何一个或全部可以检查接收到的比特流中的所有比特，或仅检查帧的前导码，并且可以仅在新帧的开始时被触发运行，例如通过接收一个有效的帧起始，并断电或空闲，直到下一帧前导码或同步序列。可以针对每个新帧调整CFO，或者可以不那么频繁地调整CFO，例如每10帧调整一次，或者仅在错误增加到超过一个阈值时才调整，例如由下游纠错码(error-correction code，ECC)逻辑发出信号通知。

输入到交叉积相位计算器120的样本可以是每个符号的第一样本，或者是每个半符号的第一样本，或者具有一些其他采样率。交叉积相位计算器120的采样率不必与解调器110的过采样率或采样率相同。交叉积相位计算器120可以以比解调器110使用的采样频率高或低的采样频率对输入进行采样。虽然OSR/2和OSR/4已被描述为交叉积时间间隔，但这些值主要由调制因子决定。交叉积中使用的两个样本之间的间隔理论上应使绝对正弦值尽可能大。两个样本的绝对相位差理论上应尽可能接近于±π/2。为了提高SNR，第二相关值应与第一相关值(OSR间隔)无关，并尽可能接近于±π/2。所以OSR/2的选择是在独立性和足够大的间隔之间进行权衡。对于大多数系统来说，OSR和OSR/2是合适的选择。

帧起始位序列中的位数可以大于所示的位数。例如，在帧起始位序列中可以有128位10101...........1010，正弦符号位缓冲器36和余弦符号位缓冲器38每个存储128位。复数二进制相关器122可以快速操作以累加结果，从而不需要完整的128位缓冲器。帧起始位序列可以不在帧的最开始处，而是可以在前导码中的各种其他序列、字段或模式的前面。

本地参考46可以是生成用于本地参考的比特序列，而不是存储所有比特。本地参考46可以是一个生成器，其在符号时钟的每半周期切换一位，在等于OSR的采样时钟的周期数内保留或重复该位。例如，一个16M采样时钟和一个1M符号时钟可以使本地参考46在16M时钟的每16个周期切换其位。本地参考46也可以是寄存器，该寄存器以符号速率或采样速率或以某种其他速率存储帧起始位序列，然后将其转换为采样速率，用于复数二进制相关器122进行相关。尽管为了更容易理解，已经描述了符号时钟，但在实际系统中可能没有作为符号时钟的物理时钟。该系统可以以较快的采样时钟运行，不需要产生符号时钟。

虽然使用了时钟这一术语，但这一术语可能是指与物理时钟信号不完全同步的数据速率和变化。可能会发生上采样和下采样，并可能使用各种时钟速率、周期和信号。所接收的数据流可能会同步到发射器中的电路，而锁定接收器时钟只近似于此数据流，用于采样或提取数据值。

可以使用各种调制方案，如频移键控(Frequency-Shift Keying，FSK)、高斯FSK(Gaussian FSK，GFSK)等，其中尖锐的边缘被高斯FIR或其他滤波器滤波，以平滑尖锐的边缘。也可以用其他种类的连续相位调制(Continuous Phase Modulation，CPM)代替，用相位差来表示数据位。

虽然已经描述了FSK调制，但也可以采用相位调制或相位和频率调制，如GFSK、最小频移键控(Minimum Shift Keying，MSK)等。由于相位和频率是相关的，因为频率是相位的时间导数，所以频率差也可以有相位差。

可支持各种调制、成帧和时序调整，如使用不同的过采样率、不同的频率、载波、帧起始位序列、每个符号的采样、或每个符号的位数。符号可以是二进制的，或者每个符号可以有4位或更多位。

检测器可用于各种协议和标准，如低功耗蓝牙(BLE)，或使用CPM类调制的标准。

频率段阈值TH0至TH4可以是可编程的或可调的。它们可以主要由OSR和目标SNR灵敏度决定。OSR越大，阈值越高。目标SNR灵敏度越低，阈值越低。

还可以使用方框的其他安排和组合。可以增加其他步骤和功能。可以用较深或较浅的管线来代替。此外，还可以增加各种初始化和启动程序。

图2的系统可以被管线化。所有模块120、122、124、126可以同时并行运行。例如，当输入一个新的样本时，交叉积相位计算器120计算出一对新的值，其符号位存储在I和Q符号位缓冲器36、38中。同时，复数二进制相关器122在新样本的新生成的符号位之前的几个符号位上完成相关。同时，线性组合器124完成对相关输出的处理。决策逻辑126根据线性组合器的输出来得出一个结果。

交叉积相位计算器120和线性组合器124可以是重复的，这样，OSR(符号)和OSR/2(半符号)时间差间隔采样可以并行地进行。或者，交叉积相位计算器120和复数二进制相关器122可以比管线中其它方框以更高的速度运行。特别是，线性组合器124可能比交叉积相位计算器120或复数二进制相关器122计算结果要更慢。

符号的大小可以调整，标准也可以改变。一个帧中的符号数和一个符号中的采样数可以改变，循环前缀和保护间隔的大小和使用也可以改变。可提供各种数据传输速率和带宽。

虽然交叉积相位计算器120、复数二进制相关器122、线性组合器124和决策逻辑126是硬件方框，但这些功能的一些或全部可以在DSP上的固件或软件中实现。可以使用各种数字处理例程来执行滤波和其他信号处理任务。对硬件方框的控制可以使用软件或固件，并且参数值如频率段阈值可以是可编程的或可调节的，并且可以执行校准例程以针对特定的实施方式和环境来设置这些参数。

在Q样本缓冲器34和正弦符号位缓冲器36中仅存储符号位可能会带来信噪比(SNR)的损失。可以通过每个样本存储2个MSB(例如符号位和下一个MSB)来改善SNR，但是复杂度会增加。不过，由于交叉积到符号位的截断，SNR会降低约2dB。

本发明的背景部分可以包含关于本发明的问题或环境的背景信息，而不是由其他人描述现有技术。因此，在背景技术部分中包含的材料并不是申请人对现有技术的承认。

本文描述的任何方法或过程都是机器实现或计算机实现的，意在由机器、计算机或其他装置执行，而不是在没有机器协助的情况下仅由人类执行。产生的有形结果可以包括报告或显示装置(例如计算机显示器、投影装置、音频产生装置和相关媒体装置等)上其他机器生成的显示，并且可以包括也是由机器产生的硬拷贝打印输出。其他机器的计算机控制是另一种有形结果。

所述的任何优点和益处可能不适用于本发明的所有实施例。当在权利要求要素中陈述单词“装置”时，申请人意图使权利要求要素符合35USC第112章第6段。通常，在"装置"一词之前通常有一个或多个词的标签。在"装置"之前的一个或多个词的目的是为了方便引用权利要求要素，而不是为了传达结构上的限制。这样的装置加功能的权利要求不仅意在涵盖本文所描述的用于执行功能的结构及其结构等同物，而且还包括等同结构。例如，虽然钉子和螺钉具有不同的结构，但它们是等同结构，因为它们都执行紧固功能。不使用“装置”一词的权利要求不意图符合35USC第112章第6段。信号通常是电子信号，但也可以是光信号，例如可以通过光纤线路传输的光信号。

为了说明和描述的目的，前面已经呈现了本发明实施例的描述。这并不意味着穷举或将本发明限制到所披露的确切形式。鉴于上述教义，许多修改和变化是可能的。本发明范围旨在不受限于该详述，而是受限于所附的权利要求。