基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法

摘要

本发明公开一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法，属于无线电能传输技术领域。该装置包括由激励源、原边逆变电路、原边补偿网络、原边线圈L1、副边线圈L2、副边补偿网络、整流滤波电路和负载依次级联而成的功率传输单元，还包括：信号反馈单元、双功能检测线圈L3与闭环控制单元；本发明克服了现有输出状态信息反馈方法实现复杂，动态响应速度过慢的缺点，具有检测便捷、传输延迟小、动态响应快的特点。并通过复用具有双功能双频信息检测功能的双功能检测线圈L3，同时传输携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号和原边线圈L1或副边线圈L2电流的相位信息，实现简单，大大减小装置复杂度、体积和成本。

说明书

技术领域

本发明属于无线充电领域，涉及一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置及控制方法。

背景技术

感应式无线电能传输技术以非接触方式，通过磁场向用电设备进行安全可靠的电能传输，在电动汽车、AGV小车、内置式医疗装置、便携型电子产品等领域得到了广泛应用。实际应用中，IPT系统中耦合机构的原副边完全分离，错位、间隙变化不可避免，由此引起互感、耦合系数等参数的变化。考虑到耦合机构及用电负载的稳态及动态参数的变化，IPT系统需要有可靠、快速的控制方法，以满足不同的功率需求，适应耦合系数的大范围变化(通常为0.1～0.3)和负载的突变，来获得稳定输出(恒压/恒流/恒功率输出)，并具备良好的动态特性。

原边控制方法通过在副边实时检测输出电压、电流信息，然后将检测信息通过无线通信的方式发送到原边，原边控制器根据接收到的电压、电流信息进行相应的控制以达到对输出量的直接控制。原边控制方法在实现副边小型化、轻量化上具有天然的优势，仅在原边侧进行信号的检测与调控，用电设备端无需控制芯片及外围电路，有着成本低、设计简单、体积小等优点，在中小功率植入式医疗设备、便携式电子设备等领域具有广阔的应用前景。

同时，在变参数条件下，要实现副边完全谐振，就需要检测副边电流的相位信息。此外，副边谐振还是保证最大功率传输的条件，这同样需要检测副边电流的相位信息。因此，在原边检测副边的电流相位信息的控制方法已成为许多非接触变换器控制方法的关键点之一。同样，为了实现原边逆变电路开关管的软开关，通常也需要检测原边电流的相位信息。

自激控制利用变换器本身的正反馈信号实现开关管自持周期性动作，相比他激控制，系统结构简单，可靠性高，动态响应快。例如K.Yan,Q.Chen,J.Hou,et al,Self-oscillating contactless resonant converter with phase detection contactlesscurrent transformer[J],in IEEE Transactions on Power Electronics,2014,29(8):4438-4449通过检测S/S补偿拓扑副边电流的过零点产生原边开关管的驱动信号，使得系统能自动追踪与负载和耦合系数均无关的固定增益频率。在此基础上，L.Xu,Q.Chen,X.Ren,et al.Self-oscillating resonant converter with contactless power transfer andintegrated current sensing transformer[J].IEEE Trans.Power Electron.,2017,32(6):4839–4851将相位检测线圈与原边功率线圈进行了集成，提出了三线圈结构的自激式S/S补偿谐振变换器，以提高功率密度。相位检测线圈与副边功率线圈构成了非接触电流互感器，实现副边电流相位的检测。由于谐振腔的电流直接受互感等参数的影响，故自激控制可以自动快速响应主电路的参数变化。但这些自激控制方法只能保证输出电压的基本稳定，其输出本质上还是开环控制。实际输出电压因负载变化、线路寄生阻抗以及电流相位检测误差等原因，波动较大。

因此，为了实现系统输出的精准调控，不但需要检测原边或副边的电流相位信息，同时还需要从副边向原边反馈输出电压或电流的状态信息。目前，非接触电能传输系统中无线通信方式主要有WIFI、5G、Zigbee及工业蓝牙等。这种方法由于直接对输出量进行检测和控制，因此能够实现较精确的控制，但该方法也存在一些问题：一方面，这些无线通信方式的握手时间较长、会带来反馈信息的传输延时，影响系统的控制速度甚至安全性能，且输出电压反馈需要模数、数模转换等多个环节，实现复杂。另一方面，系统工作时电磁环境复杂，导致无线通信误码率高、波特率低等问题。例如P.Si,A.P.Hu,J.W.Hsu,M.Chiang,D.Budgett,“Wireless power supply for implantable biomedical device based onprimary input voltage regulation”IEEE conference on Industrial Electronicsand Applications,2007,235-239给出了采用射频方式在供电侧检测受电侧输出电压的结构框图，输出电压信息依次经过受电侧的模数转换芯片和无线电收发器，发出射频信号，在供电侧以无线电收发器接收射频信号，再经由数模转换芯片得到输出电压信息，其它有源检测方案结构类似。此种方式的最大问题是输出电压信息传递到原边的速度较慢，响应时间上达到毫秒量级，如用该种方式直接作为电压反馈，则变换器原边不能实时响应输出电压的变化，整个变换器系统可能会工作不稳定，所以该方式通常用于输出负载变化较缓的场合。

目前无线电能传输系统中的无线反馈是将输出状态信息通过逐次比较型AD转换模块转换得到与其模拟信号呈线性关系的数据信息，经高频调制，非接触反馈到原边侧，再解调为与输出呈线性关系的模拟信息。这种基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式，存在电路实现复杂、时延大的缺点，影响系统的动态响应时间。

综合来看，基于现有技术水平，对无线电能传输系统的输出状态信息和相位检测信息进行快速反馈具有一定的难度，现有技术存在着成本高、控制复杂、不易于实现等等问题。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式动态响应速度慢，且不能实现对系统输出精确调控的缺点，提出一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，它利用比较器传输非线性数字状态信息，并通过复用双功能检测线圈L

本发明另一目的是提供基于上述装置的控制方法。

本发明的目的是通过以下方案实施的：

一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，该装置包括由激励源、原边逆变电路、原边补偿网络、原边线圈L

其中，信号反馈单元设置在副边侧，用于检测功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

双功能检测线圈L

闭环控制单元设置在原边侧，与双功能检测线圈L

进一步地，信号反馈单元中，采样电路与功率传输单元的输出连接，用于检测功率传输单元的输出电压或电流或功率；

比较器与采样电路连接，用于将检测到的输出电压或电流或功率转换成表征副边输出信号状态的数字电平信号v

载波调制电路与比较器连接，用于将数字电平信号v

信号发射线圈L

进一步地，闭环控制单元包括调制解调电路、相位检测电路和原边控制单元，其中调制解调电路与相位检测电路的输入端均与双功能检测线圈L

调制解调电路用于提取双功能检测线圈L

相位检测电路用于提取双功能检测线圈L

原边控制单元采集调制解调电路输出的副边输出状态信号v

进一步地，原边控制单元包括调节器、两路动态基准比较器与波形处理电路，其中调节器的输入端与调制解调电路连接，用于将调制解调电路输出的副边输出状态信号v

两路动态基准比较器的同相输入端均接入相位检测电路输出的相位检测信号v

进一步地，原边控制单元包括调节器和数字控制器。

进一步地，原边控制单元包括调节器、过零比较器和数字控制器。

基于上述无线电能传输装置的控制方法，双功能检测线圈L

1)当双功能检测线圈L

信号反馈单元检测功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

双功能测线圈L

流过双功能检测线圈L

2)当双功能检测线圈L

信号反馈单元检测功率传输单元的输出电压或电流或功率状态信息，并调制成携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

双功能测线圈L

闭环控制单元检测双功能检测线圈L

进一步地，原边控制单元采用调节器和数字控制器时，其中调节器将调制解调电路输出的副边输出状态信号v

数字控制器采集相角基准值θ

进一步地，原边控制单元采用调节器、过零比较器和数字控制器时，

调节器将调制解调电路输出的副边输出状态信号v

过零比较器将相位检测电路输出的相位检测信号v

数字控制器的输入端采集导通时间基准值T

进一步地，功率传输单元的激励源可为电压源或者电流源；

1)当激励源为电压源时控制方法如下：

控制电压源的电压信号与流过副边线圈L

2)当激励源为电流源时控制方法如下：

控制电流源的电流信号与流过副边线圈L

本发明相比现有技术有如下优点：

1、现代工业常用无线传输方案(如WIFI、5G、Zigbee及工业蓝牙)握手时间较长、存在延迟，快速性不好，同时输出电压反馈需要经过AD/DA环节，实现复杂，且均是传输线性高频模拟量，响应速度慢。与目前工业常用无线传输方案的区别是，本发明的信号传输采用磁耦合反馈方式，可以将输出模拟信号的非接触反馈需求转化为简单的数字电平信号反馈需求，通过传输非线性数字状态信息，实现简单、检测便捷、传输延迟小。信号反馈单元的电路均由模拟电路搭建，具有良好的实时性。装置输出状态信息可以快速地被原边接收，动态响应速度快。

2、现有常规自激控制方式只能保证输出电压的基本稳定，其输出本质上还是开环控制。实际输出电压因负载变化、线路寄生阻抗以及电流相位检测误差等原因，波动较大。将本发明申请的无线电能传输装置应用在自激控制领域，可以实现闭环控制，并提供了一个可调节控制基准，在保留自激控制良好动态性能的同时，可实现对装置输出的精确调控。

3、本发明复用具有双功能双频信息检测功能的双功能检测线圈L

4、本发明在装置发生负载扰动及突变的情况下，可调节控制基准始终动态跟随输入变化，在整个输入电压变化过程中控制输出一直保持稳定，从而对负载扰动及突变具有较好的抑制能力和快速的动态响应。

5、本发明在非接触变压器的不同气隙间距(变耦合系数)下，在全参数变化范围的输出波动很小。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1是双功能检测线圈L

图2是双功能检测线圈L

图3是采用SS补偿的功率传输单元的电路框图。

图4是采用PS补偿的功率传输单元的电路框图。

图5是采用LCL/S补偿的功率传输单元的电路框图。

图6是采用副边输出并联情形的非接触变压器多绕组结构框图。

图7是采用副边输出串联情形的非接触变压器多绕组结构框图。

图8是采用共用整流滤波电路情形的非接触变压器多绕组结构框图。

图9是采用共用副边补偿电路情形的非接触变压器多绕组结构框图。

图10是IPT谐振变换器的二端口网络等效电路。

图11是T型网络的内部等效电路。

图12是Π型网络的内部等效电路。

图13是本发明实施例一的电路结构图。

图14是实施例一的磁耦合机构原边示意图。

图15是实施例一的磁耦合机构副边示意图。

图16是实施例一的信号反馈单元的示意图。

图17是实施例一的信号反馈单元的关键电压、电流波形。

图18是实施例一的调制解调电路的示意图。

图19是实施例一的相位检测电路和调节器的电路实现。

图20是实施例一的相位检测电路和调节器电路的相关波形。

图21是实施例一的功率传输单元的输出电压调节过程示意图。

图22是本发明实施例二的电路结构图。

图23是本发明实施例三的电路结构图。

图24是本发明实施例四的电路结构图。

图25是本发明实施例五的电路结构图。

图26是本发明实施例六的电路结构图。

图27是实施例六的相位检测电路和调节器的电路实现。

图28是本发明实施例七的电路结构图。

图29是本发明实施例一信号反馈单元的信号传输通道各部分波形。

图30是本发明实施例一功率传输单元的负载从1A突升为3A时装置的动态波形。

图31是本发明实施例一功率传输单元的负载从3A突降为1A时装置的动态波形。

图32是本发明实施例一不同气隙间距下闭环控制时输出电压随负载电流变化的曲线和传统基于过零基准比较自激控制的负载调整率曲线。

图中主要符号名称：L

具体实施方式

本发明提供一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置，适用的原、副边补偿网络101、102拓扑的可选结构很多，包括但不限于SS补偿、PS补偿、LCL/S补偿等，如附图3-附图5所示；同时适用的非接触变压器绕组的可选结构也很多，包括两绕组结构、三绕组结构或者多绕组结构，多绕组结构包括副边输出并联情形、副边输出串联情形、共用整流滤波电路情形和共用副边补偿电路的情形，如附图6-附图9所示。

在介绍本发明的实施例前，先基于附图10-附图12说明本发明基于电流相位检测，实现输出恒压/恒流控制的原理。

基于电路基本理论，将感应式无线电能传输(Inductive power transfer,IPT)系统中由电感、电容组成的无源网络看作一个二端口，如附图10所示。图中L

定义二端口网络的传输矩阵为A，端口输入变量

式中a、b、c、d为传输参数。由式(1)结合输出电压与输出电流的关系式

其中CVI表示恒压输入(Constant voltage input,CVI)，即二端口网络为电压源激励；CCI表示恒流输入(Constant current input,CCI)，即二端口网络为电流源激励。

由于二端口内部是由电感、电容组成的无源网络，则不管其内部电路如何复杂，其外部特性均由三个独立参数确定，因此可以用三个阻抗所构成的T型或Π型网络来对二端口内部网络等效，如附图11、12所示。

为保证输出恒压，即

此时端口输出电压增益只与传输矩阵参数a、c相关，与负载电阻变化无关。进一步地，将b＝0、d＝0分别代入(4)、(5)，推得恒压输出时输出电流与输入电压的关系式为

可以看到，此时端口输出电流与激励源之间的相位关系是确定的，对于电压源激励情况，有

因此，对任意一个无源谐振网络，控制其激励源与输出电流的相位，就能实现其输出电压的基本稳定，详细的相位关系为：

下面我们来讨论谐振网络恒流输出的充要条件。

首先假设谐振网络输出电流恒定，将(4)、(5)分别关于负载R

由于输出电流恒定，因此

可见，端口电压与电流也满足一定的相位关系：对于CVI情况，端口输出电流与端口输入电压间的相位差为90°；对于CCI情况，网络端口输出电流与端口输入电流间的相位差为0°或180°。与对恒压输出的分析类似，反过来如果保证端口输出电流与端口输入电压、电流间满足上述相位关系，谐振网络也能实现恒流输出。

因此，对任意一个无源谐振网络，控制其激励源与输出电流的相位，也能实现其输出电压的基本稳定，详细的相位关系为：

为描述谐振网络输出电流与输入电压/电流的相位关系，这里引入转移阻抗的概念：

对应的转移阻抗角为：

则结合式(8)与式(12)，可以将谐振网络实现恒定输出的条件用转移阻抗角重新表示。最终得到二端口网络输出恒定电压与恒定电流的一般条件，如表1所示。

表1谐振网络输出恒定的一般条件

由表1可以发现，控制谐振网络的电压源与输出电流同相，或电流源与输出电流相差90°相位，可实现IPT系统恒压输出；控制谐振网络的电压源与输出电流相差90°相位，或者电流源与输出电流同相，可实现IPT系统恒流输出，实现了对装置输出的精确调控。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文将以两绕组结构的无线电能传输系统为例，并结合附图对本发明的实施例进行详细说明。其中实施例一到实施例五的原边控制单元303采用自激控制策略，实施例六的原边控制单元303采用锁相控制策略，实施例七的原边控制单元303采用ON/OFF控制策略；实施例四和实施例五的双功能检测线圈L

实施例一：

附图13是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第一种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

附图14、15给出了本实施例的磁耦合机构示意图，其中401为原边磁芯，402表示磁力线方向，403表示副边磁芯。双功能检测线圈L

基于互感理论，求得双功能检测线圈L

其中，k

显然，双功能检测线圈L

下面结合具体电路实现说明本实施例实现非接触滞环调节和相位信息检测的工作原理。

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压V

为了更清楚地说明本实施例的信号反馈单元200的工作原理，附图16、17给出了信号反馈单元的示意图及关键电压、电流波形。附图16中，高频载波v

其中V

该携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

进一步的，闭环控制单元300采样流过双功能检测线圈L

调制解调电路301采样电压信号v

附图19、20为相位检测电路302和调节器的电路实现及相关的波形示意图。由于双功能检测线圈L

如附图19所示，相位检测电路302采样电压信号v

进一步的，基于副边输出状态信号v

进一步的，如附图13所示，调节器最终将正负对称的动态基准电压V

具体的电压调节过程如附图21所示。在耦合机构与负载参数发生变化时，自激响应能够使得装置快速追踪到增益交点频率(ω

区别于现有的自激控制策略，本发明中的自激控制策略引入动态基准，提供了一个新的可调节变量V

本发明的非接触滞环调节方式不需要单片机AD模块或AD转换芯片的使用，滞环调节方式的控制逻辑比较简单。本发明中能量和信号就是复用双功能检测线圈L

此外，由于复用双功能检测线圈L

实施例二：

附图22是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第二种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

本实施例中，原边线圈L

本实施例与实施例一的区别在于，信号反馈单元200中的载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)，将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压V

携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i

其中，k

由式(17)可以看出，滤除i

相位检测电路302采样电压信号v

调制解调电路301采样电压信号v

进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号v

进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压V

本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。

本实施例通过复用双功能检测线圈L

实施例三：

附图23是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第三种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

本实施例中，原边线圈L

本实施例与实施例一的区别在于，功率传输单元100的激励源采用电流源，原边补偿网络101采用并联电容补偿，副边补偿网络102采用串联电容补偿；信号反馈单元200中的载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)，用于将输出电流转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电流I

携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i

其中，k

相位检测电路302采样电压信号v

调制解调电路301采样电压信号v

进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号v

进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压V

本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。

本实施例通过复用双功能检测线圈L

实施例四：

附图24是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第四种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

本实施例中，原边线圈L

本实施例与实施例一的区别在于，双功能检测线圈L

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电流I

携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i

其中，k

调制解调电路301采样双功能检测线圈L

进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号v

进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压V

本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。

本实施例通过复用双功能检测线圈L

实施例五：

附图25是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第五种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

本实施例中，原边线圈L

本实施例与实施例一的区别在于，功率传输单元100的激励源采用电流源，原边补偿网络101采用并联电容补偿，副边补偿网络102采用串联电容补偿；信号反馈单元200中的载波调制电路203选用与门逻辑控制模块(AND)，用于将输出电压转化为易于传输的携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号S

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压V

携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i

其中，k

进一步的，调制解调电路301采样双功能检测线圈L

进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号v

进一步的，调节器最终将正负对称的动态基准电压V

本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。

本实施例通过复用双功能检测线圈L

实施例六：

附图26是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第六种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

本实施例中，原边线圈L

本实施例与实施例一的区别在于，双功能检测线圈L

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压V

携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i

其中，k

调制解调电路301采样电压信号v

进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号v

进一步的，本实施例中，闭环控制单元300的原边控制单元303采用锁相环控制，锁相环控制工作过程为：PLL数字控制器的输入端采集相位检测电路302输出的相位检测信号v

本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的调制解调电路301和相位检测电路302的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。

本实施例通过复用双功能检测线圈L

实施例七：

附图28是本发明的一种基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的第七种实施例的电路结构图，包括功率传输单元100、信号反馈单元200、双功能检测线圈L

本实施例中，原边线圈L

本实施例与实施例一的区别在于，原边控制单元303采用ON/OFF控制策略，最终可实现功率传输单元100的恒压输出。

在本实施例的信号反馈单元200中，采样电路201采样直流输出电压V

携带有副边输出状态信息的高频载波频率信号i

其中，k

调制解调电路301采样电压信号v

进一步的，基于调制解调电路301输出的副边输出状态信号v

进一步的，本实施例中，闭环控制单元300的原边控制单元303采用ON/OFF控制，ON/OFF控制工作过程为：过零比较器的输入端采集相位检测电路302输出的相位检测信号v

本实施例中，信号反馈单元200与闭环控制单元300的调制解调电路301的电路实现结构与实施例一类似，不再赘述。

本实施例通过复用双功能检测线圈L

以上所述，仅为本发明的较佳实例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

实验实例：

为验证本发明的优越性与可行性，通过搭建样机，对附图13所示的本发明基于非接触滞环调节的无线电能传输装置实施例一进行了实验验证。

具体的实验参数如表2所示：

表2所选实验参数

为证明本发明中的信号反馈单元200的比较器时延小、动态响应快，采用现有基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式的转换时间和比较器芯片转换时间作对比，结果如表3所示。可以看出，基于线性AD/DA转换的输出非接触反馈方式时延大的缺点，影响系统的动态响应时间；而比较器芯片的转换速率极快，可以提高系统的动态响应速度。

表3转换时间对比

为证明本发明中的信号反馈单元200的数据传输的可靠性和有效性，附图29给出了对信号传输通道的性能测试结果。其中，v

可以看出，本发明中采用磁耦合反馈的信号传输方式的数据传输延迟时间小于2μs，远远低于、蓝牙、WIFI、Zigbee及5G等现代工业常用无线传输方案的平均延时时间，如表4所示，体现出本发明的优越性。

(参考：①https://www.silabs.com/documents/login/application-notes/an1138-zigbee-mesh-network-performance-cn.pdf；

②https://zhuanlan.zhihu.com/p/107885419；

③https://www.nxp.com.cn/products/wireless/bluetooth-low-energy/kw39-38-37-32-bit-bluetooth-5-0-long-range-mcus-with-can-fd-and-lin-bus-options-arm-cortex-m0-plus-core:KW39-38-37？tab＝Documentation_Tab)

表4现代工业常用无线传输方案的平均延时时间

为证明本发明中的控制策略对负载扰动及突变具有较好的抑制能力和快速的动态响应，附图30、31给出了负载切换时装置的动态波形。由图可见，I

为证明本发明中的控制策略在不同气隙间距下的输出波动较小，附图32给出了不同气隙间距下闭环控制时输出电压随负载电流变化的曲线和传统基于过零基准比较自激控制的负载调整率曲线。可以看到，区别于传统控制策略，本发明提出的基于非接触滞环调节的无线电能传输装置的输出波动要小得多，全参数变化范围内仅为2％，保证了输出电压精度。