一种基于带通滤波器的平衡式宽带高功率放大器

摘要

本发明涉及一种基于带通滤波器的平衡式宽带高功率放大器，属于汽车电子EMC测试和移动通信领域。该功率放大器包括：功率分配网络、两路相同的功放支路和功率合成网络；功放支路包括依次连接的输入端连接和调节线、输入匹配网络、栅极偏置网络、功放、漏极偏置网络、输出匹配网络和输出端连接和调节线；其中，输入和输出匹配网络均采用Chebyshev带通滤波器结构的宽带阻抗匹配网络；功率分配和功率合成网络均采用威尔金森功分器，并且选用二阶威尔金森功分器设计上述网络，拓宽功率分配和功率合成网络的工作带宽。本发明不仅拓宽了高功率放大器的带宽，而且也拥有良好的效率和较好的增益平坦度。

说明书

技术领域

本发明属于汽车电子EMC测试和移动通信领域，涉及一种基于带通滤波器的平衡式宽带高功率放大器。

背景技术

随着汽车电子化程度不断加深，汽车电子设备的EMC(电磁兼容)问题越来越受到重视，汽车电子EMC测试也成为现在汽车出厂前必需的一项测试。而功率放大器(简称功放)是汽车电子EMC测试系统中最核心的器件之一，占据了该系统大部分成本，可为测试系统提供足够大的功率来产生较大的标准测试场强，其性能优劣将直接影响到汽车电子EMC测试的效果。随着汽车电子EMC测试系统测试标准的提高、测试项目的增加和散热需求的提升，就要求功放需要覆盖更宽的频带，输出更高的功率，且具有良好的效率，即对功放在带宽、功率、效率等方面的设计提出了更高的要求。因此，汽车电子EMC测试的功放正朝着宽频带、高功率、高效率等方向不断发展，并且宽带高效高功率放大器的设计也成为近年来功放研究的热点之一。

目前，对于多种多路结构来说，如推挽结构、Doherty结构等，虽能实现高功率输出，但不能满足较宽频带的要求；对于多种宽带化设计方案来说，如多支节匹配、实频技术等，虽能设计较宽频带，但也会降低功放的效率。为满足汽车电子EMC测试系统宽带、功率和效率的要求，解决大多数高功率放大器的带宽和效率不足。

鉴于目前大多数汽车电子设备的工作频段集中在L波段，且汽车电子EMC测试系统需要200W以上功率输出，因此目前亟需一种宽带高功率放大器。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于带通滤波器的平衡式宽带高功率放大器，采用新型的平衡式结构，其中的功率分配和功率合成网络选用两阶威尔金森功分器设计，该结构不仅能实现两路功放的功率合成，也易于拓展其工作带宽，并且具有良好的稳定性。本发明选用的Chebyshev带通滤波器结构不仅能实现宽频带设计，也拥有良好的谐波抑制作用，可以提高功放的效率。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种基于带通滤波器的平衡式宽带高功率放大器，包括：功率分配网络、两路相同的功放支路和功率合成网络，其中两路功放支路采用并联方式；所述的功放支路包括依次连接的输入端连接和调节线、输入匹配网络、栅极偏置网络、功放、漏极偏置网络、输出匹配网络和输出端连接和调节线。其中，

输入和输出匹配网络均采用Chebyshev带通滤波器结构的宽带阻抗匹配网络。该宽带阻抗匹配网络拥有宽带匹配的性能，易于实现一个倍频程带宽，并且反射系数较低，可提高功放其他性能参数，如输出功率和效率；同时带通滤波器结构有一定谐波抑制作用，也能进一步提高功放的效率。考虑到晶体管阻抗会随着频率的升高而降低，功放选择中心频点1.5GHz处输入和输出阻抗作为最优阻抗进行设计，以减小功放整体阻抗失配。

功率分配和功率合成网络均采用威尔金森功分器，并且选用二阶威尔金森功分器设计上述网络，拓宽功率分配和功率合成网络的工作带宽。

功率分配网络(即功分器)：用于将输入信号按照1:1的功分比分别输入功放支路一与功放支路二，其结构为二阶的威尔金森功分器，能良好实现宽带化功率分配的效果。

功放支路一：按照输入端连接和调节线、功放支路一的输入匹配网络、功放支路一的栅极偏置网络、功放一、功放支路一的漏极偏置网络、功放支路一的输出匹配网络和输出端连接和调节线顺序依次连接，功放一工作于AB类状态。

功放支路二：按照输入端连接和调节线、功放支路二的输入匹配网络、功放支路二的栅极偏置网络、功放二、功放支路二的漏极偏置网络、功放支路二的输出匹配网络和输出端连接和调节线顺序依次连接，功放二也工作于AB类状态。

两路功放支路形成了新型的平衡式结构，所述结构能把相同两路功放支路的功率合成输出，且两路的反射波相互抵消，降低了端口驻波比，拓宽了功放工作带宽，增强了电路的稳定性。具体的，功放支路一和功放支路二中有两段连接和调节线，分别为输入端连接和调节线和输出端连接和调节线，为连接功分器、合成器和功放支路的连接线，并且具有调节阻抗匹配的作用。

功率合成网络(即合成器)：用于将功放支路一和功放支路二的功率合成并输出，其结构与功分器相同，只是端口方向不同。

优选的，所述栅极偏置网络和漏极偏置网络包括串联的微带线，以及并联的接地电容和耦合电容。

优选的，所述栅极偏置网络和漏极偏置网络中的微带线长度为四分之一波长，其中漏极偏置网络的微带线宽度大于栅极偏置网络的微带线宽度。具体的，功放支路一的栅极偏置网络和所述功放支路二的栅极偏置网络的四分之一波长微带线宽度为1.073mm，设计时宽度均选择为1.1mm，功放支路一的漏极偏置网络和所述功放支路二的漏极偏置网络的四分之一波长微带线为1.073mm，考虑漏极电路需要承受更大的电流，设计时宽度均选择为1.5mm。所选用的微带线长度为四分之一波长，其阻抗远大于功放的输入和输出阻抗，并联进输入和输出网络时，对输入和输出匹配性能影响较小；同时，在所有偏置网络上并联一个容值为12nF(以中心频点1.5GHz为谐振点计算所得)的耦合电容，避免交流信号通过，并且在直流电源供电端并联多个容值分别为pF、nF、μF数量级的接地电容，滤除电源中各种杂波，避免形成干扰。

优选的，所述功率分配网络和功率合成网络均采用二阶威尔金森功分器。

优选的，所述功率分配网络和功率合成网络均由两段不同阻抗的弧形微带线和和两个不同阻值的电阻构成；其中变换狐线能够明显减小占用面积，有效拓展其工作带宽；两者的功分比Δ均为1:1，端口阻抗均为50Ω，与相同的两路功放支路构成了新型的平衡式结构，使其两路功放支路的反射波相互抵消，因此功放的端口驻波比更低，结构更加稳定，输出功率更高，也更有利于功放宽带化的设计。

优选的，功放一和功放二是并联连接，并且两路功放的输出功率、相位等相同，两者均工作于AB类状态。

优选的，功放支路和功分器、合成器间有一段连接和调节线和，起连接功放支路和功分器、合成器的作用，并调节两者间的阻抗，实现两者的阻抗匹配。

优选的，平衡式宽带高功率放大器可选用基于第三代半导体材料GaN的芯片，在工作频段1～2GHz内，带宽为1GHz，饱和输出功率大于200W，饱和功率附加效率大于50％。

本发明的有益效果在于：

1)本发明采用了新型的平衡式结构，该结构引入了两路功放支路，有效地拓展了功放带宽，降低了整体电路的端口驻波比；且两路放大器互不干扰，当其中一路损坏时，另一路放大器也可正常工作，提髙了功放的工作稳定性；同时其输出功率是单级放大电路的两倍，可减少功放级联的级数。

2)本发明选用了Chebyshev带通滤波器结构设计功放的宽带匹配网络，带通滤波器结构不仅能良好实现宽带匹配，而且也具有一定的谐波抑制作用，可以提高功放的效率，因此该结构能有效实现功放宽带、高效率及大功率输出。

3)本发明性能表现良好，所述功放实现了一个倍频程的带宽，达到了50％以上的功率附加效率，输出了200W以上功率，并且端口驻波比更小，工作更加稳定，基于此，可为汽车电子EMC测试的功放设计提供一种良好的解决方案。

本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：

图1为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器的总体框图；

图2为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器的输入匹配网络结构图；

图3为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器的输出匹配网络结构图；

图4为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器的功率分配器结构图；

图5为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器的功率合成器结构图；

图6为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器S参数的仿真结果图；

图7为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器增益的仿真结果图；

图8为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器输出功率的仿真结果图；

图9为本发明所述的平衡式宽带高功率放大器功率附加效率的仿真结果图；

附图标记：1-功率分配网络(功分器)，2-功放支路一，3-功放支路二，4-功率合成网络(合成器)，5-输入端连接和调节线，6-输入匹配网络，7-栅极偏置网络，8-功放一，9-漏极偏置网络，10-输出匹配网络，11-输出端连接和调节线，12-功放二。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

请参阅图1～图9，本发明设计了一种平衡式宽带高功率放大器，如图1所示，主要包括：功率分配网络1、功放支路一2、功放支路二3和功率合成网络4。其中，功放支路一2包括：输入端连接和调节线5、输出端连接和调节线11、功放支路一的输入匹配网络6、功放支路一的栅极偏置网络7、功放一8、功放支路一的漏极偏置网络9和功放支路一的输出匹配网络10；功放支路二3包括：输入端连接和调节5、输出端连接和调节线11，功放支路二的输入匹配网络6、功放支路二的栅极偏置网络7、功放二12、功放支路二的漏极偏置网络9和功放支路二的输出匹配网络10。本实施例采用新型的平衡式电路拓扑结构和Chebyshev带通滤波器的宽带匹配网络，实现功放宽带化、高功率和高效率。

如图2所示，本实施例中输入匹配网络6采用Chebyshev带通滤波器结构为原型设计。Chebyshev带通滤波器拥有良好的匹配性能和一定的谐波抑制作用，对比其他宽带方法，其宽带性能更好，更易于实现功放的宽带化设计，并且其效率更高。其设计过程为：首先根据Chebyshev低通滤波器原型的宽带匹配网络计算出集总参数元件的初始值；然后根据转换公式把低通滤波器原型转换为带通滤波器；再用诺顿变换把输出电阻变换到50Ω；最后通过等效变换公式把集总元件转换为微带分布元件。在已知起始频率f

步骤一：通过下列公式可以得到c：

将上式(1)求得的c带入公式(2)中求得xy，即r

16(xy)

将c和r

由下式可以求得D：

进而根据以下公式可以得到n阶低通滤波器原型的各级参数g

其中ω＝(f

步骤二：然后把低通滤波器原型转换为带通滤波器，其中主要是把电容C

电容转换：

C

电感转换：

L

步骤三：接下来再用诺顿变换实现输出电阻R的转换，使输出阻抗变为50Ω。

步骤四：最后通过等效变换公式把集总元件转换为微带分布元件，一般情况下，电感会替换为高阻线，电容会替换为低阻线，于是由集总电容电感构成的带通滤波器就变成由高低阻抗线构成的带通滤波器。其等效公式为：

式中，Z

基于上述设计方法，选定合适的Z

表1输入匹配网络中微带线的长度及电容容值表

如图3所示，本实施例中输出匹配网络10也是采用Chebyshev带通滤波器结构设计，其设计过程与图2所示的输入匹配网络设计过程一致，在具体实施中也采用Rogers4350B作为板材，因此所有微带线的具体宽度和长度，以及电路中的电容容值如表2所示，图3中TL表示直线型微带线，C表示电容。

表2输出匹配网络中微带线的长度及电容容值表

如图4所示，本实施例中功分器使用威尔金森功分器原型进行设计，并选用二阶威尔金森功分器来扩展工作带宽。其结构由阻抗不同的两段弧形微带线和两个阻值分别为100Ω和250Ω的电阻构成，在具体实施中也采用Rogers 4350B作为板材，所以第一段圆弧的宽度为0.5mm，半径为9.0mm，第二段圆弧的宽度为0.8mm，半径为9.3mm，该功分器所有直线型微带线的具体宽度和长度，圆弧型微带线的宽度和半径，以及电路中的电阻阻值如表3所示，图4中TL表示直线型微带线，CL表示圆弧型微带线，R表示电阻。

表3功分器中微带线的尺寸及电容容值表

如图5所示，本实施例中合成器也采用二阶威尔金森功分器原型设计。本设计采用平衡式结构，需要保证两路功放输出功率和相位相同，且能准确合成输出功率，故合成器的结构采用图4中相同的的功分器结构设计，只是端口方向相反，该合成器所有直线型微带线的具体宽度和长度，圆弧型微带线的宽度和半径，以及电路中的电阻阻值也如表3所示。

仿真实验：

如图6所示，为本发明提出的平衡式宽带高功率放大器小信号S参数的仿真结果。可以得到，在工作频段1～2GHz内，S

如图7所示，为本发明提出的平衡式宽带高功率放大器增益的仿真结果。可以得到，在工作频段1～2GHz内，大信号的增益为13.9～14.8dB，增益平坦度小于±1dB，其增益性能表现良好，可为汽车电子EMC测试系统准确地提供功率。

如图8所示，为本发明提出的平衡式宽带高功率放大器输出功率的仿真结果。可以得到，在工作频段1～2GHz内，大信号的饱和输出功率为53.8～54.8dBm，其输出功率满足汽车电子EMC测试系统对功率的需求。

如图9所示，为本发明提出的平衡式宽带高功率放大器功率附加效率的仿真结果。可以得到，在工作频段1～2GHz内，大信号的饱和功率附加效率为54.9～66.9％，其功率附加效率在功放宽带和高功率输出的状态下表现良好，对汽车电子EMC测试系统的节能减排和增强散热有着重要意义。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。