背景技术
最近对高效率、高功率密度AC-DC转换器的需求不断增加。对于70瓦特或更大的输出功率额定值，可能需要功率因数校正级。在许多应用中，使用具有临界导通模式(CrM)开关的高输出电压升压转换器来实现单位功率因数。这种升压/PFC级的开关频率通常被设计为具有广泛变化的开关频率，其可导致在操作范围的至少一部分内的不期望的低频操作。例如，最大开关频率可在具有低峰值电流的高Vac线输入下发生，但开关频率在具有高峰值电流的低Vac线输入下变得非常低。因此，可选择升压电感器值，使得其在低压线输入电压下具有足够高的电流额定值。然而，最小电感值可在高压线输入电压下由最大开关频率限制。因为低压线处的开关频率可能相当低，所以可能需要有关高峰值电流额定值的大电感值。这可对于具有一定程度地受限的开关频率的升压电感器导致大物理尺寸。另外，在高压线输入电压条件下，开关损耗可能不期望地高。
因此，需要改善的升压/PFC转换器设计，其减轻这些和其他设计问题以实现较高的操作效率和功率密度。
发明内容
AC/DC功率转换器可包括：输入端，所述输入端被配置为接收AC输入电压；整流器，所述整流器被配置为将所述AC输入电压转换成整流AC输入电压；升压转换器，所述升压转换器被配置为接收所述整流AC输入电压并递送经调节输出电压；以及控制电路，所述控制电路耦接到所述升压转换器。所述控制电路可被配置为监测所述经调节输出电压、所述升压转换器的输入电流和所述整流AC输入电压。所述控制电路可被进一步配置为开关所述升压转换器的至少一个开关设备以递送所述经调节输出电压，同时保持所述输入电流与所述整流AC输入电压同相。所述控制电路可被又进一步配置为响应于确定所述整流AC输入电压大于阈值电压而选择性地启用所述升压转换器的开关，并且响应于确定所述整流AC输入电压小于所述阈值电压而选择性地禁用所述升压转换器的开关。
所述AC/DC功率转换器的所述升压转换器可包括：升压电感器，所述升压电感器具有耦接到所述整流AC输入电压的第一端子；升压开关设备，所述升压开关设备耦接在所述升压电感器的第二端子和接地之间；以及升压整流器，所述升压整流器具有耦接到所述升压电感器的所述第二端子的第一端子和耦接到所述转换器的输出端的第二端子。所述升压整流器可以是与所述升压开关设备互补地开关的整流器开关设备。所述整流器开关设备可进一步通过死区时间与所述升压开关设备互补地开关。
所述AC/DC功率转换器的所述控制电路可被更进一步配置为使用频率低于所述升压转换器的开关频率的主动突发模式信号来选择性地启用和禁用所述升压转换器的开关。如果所述输入电压低于所述阈值电压，所述阈值电压可为零或非零，则所述主动突发模式信号可为零。所述控制电路可被进一步配置为在零电压开关条件下操作所述升压转换器的至少一个开关设备。为此，所述功率转换器可包括耦接到所述升压转换器的零电压开关电容器。因此，所述控制电路可被配置为控制所述升压转换器的至少一个开关设备的定时以允许反向电流在所述至少一个开关设备的接通之前通过所述至少一个开关设备，由此允许所述至少一个开关设备的零电压开关。
AC/DC转换器电路可包括第一相，所述第一相包括第一高侧开关和第一低侧开关，所述第一高侧开关具有耦接到所述转换器的DC输出端子的第一端子和耦接到所述转换器的第一AC输入端子的第二端子，所述第一低侧开关具有耦接到所述第一高侧开关的所述第二端子的第一端子和耦接到接地的第二端子。所述AC/DC转换器电路还可包括第二相，所述第二相包括第二高侧开关和第二低侧开关，所述第二高侧开关具有耦接到所述转换器的DC输出端子的第一端子和耦接到所述转换器的第二AC输入端子的第二端子，所述第二低侧开关具有耦接到所述第一高侧开关的所述第二端子的第一端子和耦接到接地的第二端子。所述AC/DC转换器电路还可包括至少一个电感器，所述至少一个电感器耦接在所述第一AC输入端子和所述第二AC输入端子中的至少一者与AC输入源之间。所述至少一个电感器可包括耦接在所述第一AC输入端子和所述AC输入源之间的第一电感器，以及耦接在所述第二AC输入端子和所述AC输入源之间的第二电感器。
所述AC/DC转换器电路还可包括控制器，所述控制器被配置为在所述AC输入电压的正半周期期间根据开关序列操作所述第一开关相和所述第二开关相，并且在所述AC输入电压的负半周期期间根据第二开关序列操作所述第一开关相和所述第二开关相。所述控制器可被进一步配置为响应于确定所述AC输入电压的瞬时值大于阈值电压而选择性地启用所述所述第一开关相和所述第二开关相的开关，并且响应于确定所述AC输入电压的所述瞬时值小于所述阈值电压而选择性地禁用所述升压转换器的开关。在所述AC输入电压的正半周期期间的所述开关序列可包括：关断所述第一相的所述第一高侧开关；接通所述第一相的所述第一低侧开关；以及通过负电流极限以临界导通模式开关所述第二相的所述第二高侧开关和所述第二低侧开关，由此实现所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的零电压开关。在所述AC输入电压的负半周期期间的所述开关序列可包括：关断所述第二相的所述第二高侧开关；接通所述第二相的所述第二低侧开关；以及通过负电流极限以临界导通模式开关所述第二相的所述第一高侧开关和所述第一低侧开关，由此实现所述第一高侧开关和所述第一低侧开关的零电压开关。
另选地，在所述AC输入电压的正半周期期间的所述开关序列可包括：接通所述第一相的所述第一高侧开关；关断所述第一相的所述第一低侧开关；以及通过负电流极限以临界导通模式开关所述第二相的所述第二高侧开关和所述第二低侧开关，由此实现所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的零电压开关。在该另选的开关序列中，在所述AC输入电压的负半周期期间的所述开关序列可包括：接通所述第一相的所述第一高侧开关；关断所述第一相的所述第一低侧开关；以及通过负电流极限以临界导通模式开关所述第二相的所述第二高侧开关和所述第二低侧开关，由此实现所述第二高侧开关和所述第二低侧开关的零电压开关。
操作AC/DC转换器的方法可包括监测所述转换器的经调节输出电压、输入电流和输入电压。所述方法还可包括选择性地开关至少一个开关设备以递送所述经调节输出电压，同时保持所述输入电流与所述输入电压同相。所述方法还可包括响应于确定输入电压大于阈值电压而选择性地启用所述至少一个开关设备的开关，并且响应于确定所述输入电压小于所述阈值电压而选择性地禁用所述至少一个开关设备的开关。所述阈值电压可为零或非零。选择性地启用以及选择性地禁用所述至少一个开关设备的开关可包括使用频率低于所述升压转换器的开关频率的主动突发模式信号。选择性地开关至少一个开关设备可包括在零电压开关条件下开关所述至少一个开关设备。
附图说明
图1A示出了可能以临界导通模式操作的升压/功率因数校正转换器的示意图。
图1B示出了升压/功率因数校正转换器的概念性开关占空比、参考电流和电感器电流。
图1C示出了在相对较低输入电压下操作的升压/功率因数校正转换器的模拟开关占空比、参考电流和电感器电流。
图1D示出了在相对较高输入电压下操作的升压/功率因数校正转换器的模拟开关占空比、参考电流和电感器电流。
图1E是在相对较低输入电压和相对较高输入电压下的升压/功率因数校正转换器的AC输入波形的半周期内的开关频率与相位角的曲线图。
图2A示出了关于主动突发模式控制操作的在相对较低输入电压和相对较高输入电压下的升压/功率因数校正转换器的AC输入波形的半周期内的开关频率与相位角的曲线图。
图2B是主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器及其控制电路的示意图。
图2C示出了在参考零阈值电压选择性地启用主动突发模式下的主动突发模式升压/功率因数校正转换器的概念性开关占空比、参考电流和电感器电流。
图2D示出了在参考大于零的阈值电压选择性地启用主动突发模式下的主动突发模式升压/功率因数校正转换器的理想化开关占空比、参考电流和电感器电流。
图3A示出了半桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器。
图3B示出了零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的概念性开关占空比、参考电流和电感器电流。
图4示出了零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的开关序列。
图5示出了半桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器及其控制系统的示意图。
图6示出了概述主动突发模式升压/功率因数校正转换器的控制方案的流程图。
图7A示出了全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的示意图。
图7B示出了全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的另选示意图。
图8A示出了在输入电流的正半周期期间的全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第一开关序列。
图8B示出了在输入电流的正半周期期间的全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第一开关序列的各种电压和电流以及相关联波形。
图8C示出了在输入电流的负半周期期间的全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第一开关序列。
图8D示出了在输入电流的负半周期期间的全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第一开关序列的各种电压和电流以及相关联波形。
图9A示出了图8A至图8D中描绘的第一开关序列的概括流程图。
图9B示出了图8A至图8D中描绘的第一开关序列的概括流程图。
图10A示出了在输入电流的正半周期期间的全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第二开关序列。
图10B示出了在输入电流的正半周期期间的与全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第二开关序列相对应的各种电压和电流以及相关联的波形。
图10C示出了在输入电流的负半周期期间的全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第二开关序列。
图10D示出了在输入电流的负半周期期间的与全桥零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)升压/功率因数校正转换器的第二开关序列相对应的各种电压和电流以及相关联的波形。
图11A示出了图10A至图10D中描绘的第二开关序列的概括流程图。
图11B示出了图10A至图10D中描绘的第二开关序列的概括流程图。
具体实施方式
在以下描述中，为了解释的目的，阐述了很多具体细节以便提供对所公开构思的彻底理解。作为该描述的一部分，为了简单起见，本公开的附图中的一些附图以框图形式表示结构和设备。为了清晰起见，在本公开中未描述实际具体实施的所有特征。此外，本公开中使用的语言是出于可读性和指导目的而选择的，尚未选择它来描绘或限制所公开的主题。相反，所附权利要求旨在用于此目的。
所公开的概念的各种实施方案以举例的方式进行说明，而不仅限于各个附图，在附图中类似的附图标号指示类似的元件。为简单和清楚说明起见，在合适的情况下，在不同附图中重复参考标号以指示对应或类似的元件。此外，示出许多具体细节以便提供对本文所述的具体实施的充分理解。在其他情况下，未详细描述方法、规程和部件以免模糊所描述的相关功能。在本公开中提到“一个”、“一种”或“另一种”实施方案未必是相同或不同的实施方案，并且这意味着至少一个。给定附图可用于示出本公开的多于一个实施方案或多于一个种类的特征，并且对于给定的实施方案或种类可能不需要附图中的所有元件。当在给定附图中提供时，参考标号在整个若干附图中是指相同的元件，但其可以不在每个附图中重复。除非另外指明，否则附图未按比例绘制，并且某些部件的比例可被放大以更好地示出本公开的细节和特征。
图1A至图1E示出了示例性临界导通模式升压/功率因数校正(升压PFC转换器)100的各个方面。图1A示出了转换器的示意图。AC输入电压穿过(任选的)电磁干扰(EMI)滤波器到达整流器，该整流器在所示的实施方案中是由二极管D1-D4组成的全桥整流器。应当理解，可另选地使用其他整流器拓扑结构。整流器D1-D4产生全波整流电压，该全波整流电压出现在由升压电感器Lb、升压开关设备Qm和升压二极管Do组成的升压转换器的输入端上。可操作开关设备Qm以致使升压/PFC转换器100汲取与AC输入电压基本上同相的基本上正弦的电流，并且产生递送到负载(此处由输出电容器Co和输出电阻器Ro表示)的DC电压。
图1B示出了用于实现上述操作的开关Qm的一些方面。更具体地讲，波形102示出了主开关Qm的开关周期。当Qm信号为高时，开关Qm可闭合，这致使电流IL(图1A)流过升压电感器Lb，从而在其中存储能量。当Qm信号为低时，开关Qm可打开，从而致使升压电感器电流IL通过升压二极管Do流到负载。开关控制信号Qm可由控制器(未示出)生成，该控制器将升压电感器电流I与参考电流iref(104)进行比较，该参考电流可以是与AC输入电压同相的正弦电流。电流窗控制器可被配置为在升压电感器电流IL达到零时(即，临界导通模式)接通升压开关设备Qm。如上所述，接通升压开关Qm生成线性增加电流IL，该线性增加电流将能量存储在升压电感器Lb中。该上升电流IL由图1B所示的上升斜率106a描绘。控制器还可被配置为当电流IL达到参考电流iref 104时关断升压开关Qm。当存储在升压电感器Lb中的能量被释放到负载中时，关断开关导致线性减少电流IL，其由下降斜率106b描绘。
升压/PFC转换器100可被设计成使得其可在输入电压范围内操作。例如，被设计用于根据世界不同地区中的正常AC干线电源进行操作的开关功率转换器可经历范围从约100Vac至约240Vac的输入电压。图1C描绘了在低压线电压(例如，90Vac的输入电压)下操作时的升压开关控制开关信号Qm(102a)、整流AC输入电压108a和升压电感器电流IL(110a)。图1D描绘了在高压线电压(例如，264Vac的输入电压)下操作时的对应开关信号102b、对应整流AC输入电压108b和对应升压电感器电流IL(110b)。在每种情况下，升压/PFC转换器100正在递送相同的功率。两个图的比较示出了升压电感器电流110a(低电压)略大于升压电感器电流110b(高电压)，如预期递送相同量的能量。
应当理解，开关频率由升压电感器Lb的电感值连同输入AC电压电平和输出DC电压电平一起确定。在至少一些实施方案中，升压/PFC输出电压是基于下游部件的要求选择的设计目标值。因此，开关频率变成输入电压和升压电感器值的函数。图1E示出了使用示例性负载条件和电感器值的示例性实施方案的高压线开关频率值和低压线开关频率值。在图1E的曲线图中，在水平轴上描绘整流AC输入波形的相位角(以度为单位)，其中在竖直轴上描绘AC输入电压和/或开关频率(以千赫为单位)。曲线108a描绘了峰值为约130V(对应于约90V的RMS值)的低AC输入电压波形。曲线112a描绘了针对给定升压电感值和负载条件的所需开关频率的对应范围。所需开关频率因此在约70kHz至约105kHz的范围内。曲线108b描绘了峰值为约375V(对应于约265V的RMS值)的高AC输入电压波形。曲线112b描绘了针对相同升压电感值和负载条件的所需开关频率的对应范围。所需开关频率在约20kHz至多达约340kHz的范围内。本领域的技术人员将会理解，在许多情况下，对可实际实施的开关频率范围的限制导致选择相对大的电感值，从而导致升压电感器的大物理尺寸，这在一些具体实施中可能是不可取的。因此，期望避免该问题的替代控制技术。
图2A至图2D示出了可用于减小以上讨论的所需开关频率的宽范围的主动突发模式(ABM)控制的升压/PFC转换器200的各个方面。参考图2A，临界导通升压/PFC转换器的主动突发模式控制引入可远低于升压开关Qm的开关频率的ABM突发频率fB信号203。可控制或改变ABM突发频率fB 203的占空比以间歇地启用和禁用开关Qm的开关，特别是当瞬时整流AC输入电压为低(即，接近AC输入波形的过零点)时。如果ABM突发频率信号fB为高，则可使得/允许主开关Qm以所需开关频率进行开关。另选地，如果ABM突发频率信号fB为低，则可禁用主开关Qm的开关。如果AC输入电压下降至低于预先确定的设计值，则ABM突发频率信号fB可被配置成fB变为零。进一步参考图2A，阴影线区域205指示开关频率在fB＝0时为零的位置，即其中可禁用主开关Qm的操作的区域。这种布置可允许开关频率fsw限于相对高频率的相对较窄范围，从而允许为升压电感器选择相对较小电感值。
图2B示出了具有示例性控制系统的示例性主动突发模式(ABM)升压/PFC转换器200。电路的功率转换级基本上类似于以上讨论的升压/PFC转换器100。也就是说，从输入源接收AC输入电压Vac，该AC输入电压Vac穿过(任选的)EMI滤波器到达整流器。整流AC输入电压基于由升压电感器LB、升压开关Qm和升压二极管Do组成的升压转换器。升压开关Qm可如下所述的那样操作以便以主动突发模式操作，由此汲取与AC输入电压同相的AC输入电流，并且在转换器的输出端处跨输出电容器Cout产生期望输出电压V。
关于控制系统，ABM升压/PFC转换器200可包括输出电压控制和输入电流控制。输出电压控制可包括输出电压传感器236。输出电压Vout可由电压回路增益Kv(框235)缩放，并且由加法器226从输出电压参考V*o中减去。所得的输出电压误差信号可被提供给任何合适的控制器(例如，比例积分微分控制器227)。所得的控制信号可在乘法器228处乘以瞬时输入电流iC(输入电流控制的一部分)并且传递到耦接到触发器232的复位输入端的比较器230。输入电流控制还可包括感测输入电流的电流传感器224，该输入电流可由电流增益Ki(框225)缩放。经缩放的输入电流信号可被施加到比较器229，该比较器可使其另一个输入端接地，从而成为输入电流零检测器。零电流检测器229的输出可被提供给触发器232的设定输入端。因此，触发器232的输出信号将是控制电压，该控制电压可被提供给开关驱动器234以生成主开关Qm的控制信号，该控制信号操作开关以调节输出电压和输入电流，如上文参考图1A至图1E所述。
ABM控制也可为控制系统的一部分。更具体地讲，整流AC输入电压(“VDC”)可由电压传感器222感测。同样，电感器电流IL可由电流传感器224感测。(许多合适类型的电压传感器和电流传感器是本领域技术人员已知的并且因此在本文中未列举或详细描述。)整流AC输入电压和电感器电流可如下用于控制块。感测增益Ks(框223)可被施加到整流AC输入电压信号。感测增益Ki(框225)可被施加到电感器电流信号。比较器231可将已缩放/感测的整流输入电压Vdc感测电压与参考/阈值电压Vk进行比较。(下文参考图2C和图2D更详细地讨论参考电压/阈值电压Vk)。如果VDC小于Vk，则ABM突发频率信号fb可被设定为零。在这种情况下，比较器231的输出为低，从而向与门233提供低输入，该与门还接收如上讨论的由触发器232生成的fsw信号。由于到与门233中的零输入，向开关驱动器234提供低输入，并且有效地禁用主开关Qm。否则，ABM开关频率fB(具有选定频率和占空比)可被设置有选定占空比DB。更具体地讲，如果VDC大于Vk，则向与门233递送高输出，从而允许每当fB和fsw均为高时触发开关驱动器。
图2C示出了当参考电压/阈值电压Vk为零时的转换器200的操作。如上所述，如果ABM信号fB(203a，图2B)为高，则允许fsw信号202a以如上所述的由控制回路确定的开关频率接通或关断升压开关Qm。这产生如上所述的电流脉冲206。另选地，如果突发频率fB为低，则不开关升压开关Qm。
在一些实施方案中，如果输入电压小于某个设计参考/阈值Vk，则可能期望ABM突发频率信号fB变为零。图2D示出了当基准/阈值电压Vk(207)为非零时的转换器200的操作。如上所述，如果ABM信号fB(203b，图2C)为高，则允许fsw信号202b以如上所述的由控制回路确定的开关频率接通或关断升压开关Qm。这产生如上所述的电流脉冲206。另选地，如果突发频率fB为低，则不开关升压开关Qm。
图3A示出了示例性零电压开关(ZVS)主动突发模式(ABM)半桥升压/PFC转换器300。转换器300接收AC输入电压，该AC输入电压经由(任选的)EMI滤波器传递到桥式整流器(由二极管D1-D4组成)。整流AC输入电压(VDC)出现在小ZVS电容器Cz上，该小ZVS电容器可提供ZVS开关所需的能量，如下所述。整流AC输入电压(VDC)也出现在由升压电感器Lb、主开关Qm和辅助开关Qa组成的半桥升压/PFC转换器的输入端上。升压/PFC转换器可呈现跨输出电容Co和负载Ro的输出电压。
可参考图3B和图4理解ZVS ABM升压/PFC转换器300的操作原理。图3B示出了主开关Qm的控制信号302a、辅助开关302b的控制信号302b、参考电流(iref)波形304和升压电感器电流(IL)波形306a/306b。图4示出了通过转换器的电流并且强调了ZVS转变。当控制信号302a为高时，可接通主开关Qm(图4的框(b))。这导致线性增加的升压电感器电流306a。当升压电感器电流IL达到参考电流(iref)值时，可关断主开关Qm。因为通过升压电感器Lb的电流不能瞬时改变，所以升压电感器电流开始通过辅助开关Qa的本征体二极管流到输出，如图4的框(c)所示。然后，在短合适延迟时间(Tdead)之后，可在零电压开关(ZVS)条件下接通辅助开关Qa，如图4的框(d)所示。接通Qa减小跨辅助开关Qa的电压降，从而改善效率，并且在ZVS条件下开关Qa也减小与该操作相关联的开关损耗。在该间隔期间，升压电感器电流I可线性减少(306b)。辅助开关Qa因此替换升压二极管Do并且可改善电路的效率，因为其可具有比常规二极管或甚至低正向电压降二极管(诸如肖特基二极管)更低的接通电阻。
一旦存储在升压电感器Lb中的能量已被释放至负载，升压电感器电流IL变为零并且可由电容器Cz反转/驱动为负，如图3B的下部和图4的框(e)所示。此时可关断辅助开关Qa，这可导致通过主开关Qm的本征体二极管的电流流动(图4的框(f))。这可允许在零电压条件下再次接通主开关Qm(图4的框(a))，这可减小与主开关Qm的操作相关联的开关损耗。
图5示出了ZVS ABM半桥升压/PFC转换器500，其将图2A的控制器合并到图3A的开关拓扑中。图5包括图2A的对应参考标号。另外，转换器500如上文参考图2A至图4所述的那样操作，不同的是向比较器529提供负ZVS参考电流(-iZVS)。因此，比较器529作为负电流极限检测器而不是电流零检测器操作。这允许以上讨论的负升压电感器电流流动，从而允许主开关Qm的ZVS开关。
图6描绘了概述以上讨论的PFC/升压转换器的主动突发模式(ABM)控制技术的流程图600。在框602中，控制器可感测输出电压和输入电流。在框604中，控制器可操作主开关和辅助开关以调节输出电压和输入电流。在框606中，可感测输入电压。在框608中，可将输入电压与阈值进行比较。如上所述，阈值可为零或非零值。在框610中，可响应于输入电压与阈值的比较而选择性地启用/禁用开关操作(即，框604)。
图6的流程图可由任何合适的控制器实现，包括模拟控制电路、数字控制电路(包括使用逻辑门和类似元件或可编程处理器、控制器、微控制器等的控制电路)。在一些实施方案中，控制器可被实现为混合模拟/数字电路，并且在至少一些实施方案中，可在专用集成电路中实现。
图7A和图7B示出了采用全桥开关布置以消除对单独整流器级的需要的ZVS ABM升压/PFC转换器的另选实施方案。图7A示出了无桥ZVS ABM升压/PFC转换器700a的第一实施方案。在转换器700a中，AC输入电压可以穿过(任选的)EMI滤波器到达升压电感器LB2。任选地滤波的AC输入电压可通过升压电感器LB2递送到由开关Q11-Q14组成的全桥开关布置。开关Q11-Q14形成两个相应相，每个相包括高侧开关和低侧开关。在后续的附图和描述中，开关Q14是相A高侧开关并且表示为QAH。类似地，开关Q12是相A低侧开关并且表示为QAL。开关Q11为相B高侧开关并且表示为QBH。最后，开关Q13是相B低侧开关并且表示为QBL。
开关电桥Q11-Q14可如下所述的那样操作以产生出现在电容器CB2上的DC输出电压(Vout)，该电容器既用作滤波电容器又用作储能源以实现开关部件的零电压开关(ZVS)，如下文更详细所述。图7B示出了无桥ZVS ABM升压/PFC转换器700b的第二实施方案。在转换器700b中，升压电感由位于(任选地滤波的)AC输入波形的每个支路中的单独升压电感器LB3和LB4提供。
图8A至图8D示出了无桥ZVS ABM升压/PFC转换器的第一控制方案。图10A至图10D示出了无桥ZVS ABM升压/PFC转换器的第二控制方案。参考第一控制方案，图8A和图8B示出了在AC输入波形的正半周期期间的开关操作，并且图8C和图8D示出了在AC输入波形的负半周期期间的开关操作。参考第二控制方案，图10A和图10B示出了在AC输入波形的正半周期期间的开关操作，并且图10C和图10D示出了在AC输入波形的负半周期期间的开关操作。
现在转到图8A和图8B，示出了第一控制方案的正半周期开关序列。在第一开关方案的正半周期期间，开关QBH将保持关断，开关QBL将保持接通，并且开关QAH和QAL将交替地开关以向输入端提供期望的输出电压Vout和功率因数校正。在两个下侧开关QAL和QBL闭合的情况下，可以在图8A的框(a)中启动正半周期开关序列。框(a)示出了图8B中描绘的从零开始并延伸直到时间t1的时间段。因为低侧开关QAL和QBL都接通，所以电流840a可从AC输入流过升压电感器LB，流过接通开关QAL，流过接通开关QBL，返回到AC输入源。这导致图8B中描绘的升压电感器电流iLB的线性增加(806)。如参考图8B进一步可见，开关QAL和QBL的驱动信号802b和802d在时间段(a)期间为高的。另外，通过低侧开关QAL的电流(862)线性增加，并且输出电压Vout出现在高侧开关QAH上(如电压波形866所示)。
当升压电感器电流iLB达到峰值电流参考值807(图8B)时，在时间t1，开关QAL可关断，从而开始从时间t1延伸直到时间t2的时间段(b)。在周期(b)期间，电流840b继续流过升压电感器(iLB)，流过开关QAH的本征体二极管，流过负载(iL)，经由开关QBL返回AC输入。如图8B所示，开关QBL的驱动信号802d在周期(b)期间保持为高，而所有其他开关驱动信号(802a、802b和802c)保持为低。电感器电流iLB(806)开始减少，这对应于通过低侧开关QAL的电流的减少(862)和通过高侧开关QAH的电流的增加(波形864)。输出电压Vout出现在开关QBH上(波形867)，并且开关QAH上的电压斜降到零(波形866)，而开关QAL上的电压斜升至Vout(波形868)。
如上所述，到时间t2时，通过开关QAH的本征体二极管建立电流。这允许开关QAH在时间t3(即时间段(c)的开始)实现零电压接通。在时间段(c)期间，电流840c继续流过开关QAH，流过负载，经由开关QBL返回AC输入。因此，升压电感器LB在周期(c)期间释放，如下降电流波形806所示。该斜降电流也流过开关QBL(波形864)。因此，在时间段(c)期间，开关QAH和QBL上存在零电压，其中输出电压出现在开关QAL(波形868)和QBH(波形867)上。
如在以上讨论的实施方案中，可允许升压电感器电流iLB和负载电流iload实现由电容器输出Co驱动的略微负值863，从而指示时间段(d)的开始，该时间段(d)是时间t3附近的短时段。如图8A的框(d)所示，负升压电感器电流840c从AC输入流过开关QBL(其保持接通)，流过负载，通过电感器Lb返回AC输入。参考图8B，在时间段(d)期间，驱动信号802d(针对开关QBL)保持为高，其中驱动信号802a(针对开关QAH)、802b(针对开关QAL)和802c(针对开关QBH)保持为低。(开关QAH可在时间t3(即时间段(d)的开始)关断。)升压电感器电流iLB保持在其略微负值(波形806)，并且输出电压转变为出现在开关QAH(波形866)和开关QBH(波形867)上，而开关QAL上的电压从Vout转变为零(波形868)。
在开关QAH关断的情况下，负升压电流840e如时间段(e)中所示的那样流动，该时间段(e)从时间t3延长直到在ZVS条件下接通开关QAL的时间t4。在周期(e)期间，负升压电感器电流840e从AC源流过接通开关QBL、流过开关QAL的本征体二极管、流过升压电感器LB，回到AC输入。通过开关QAL的体二极管的反向电流允许QAL在时间t4时在ZVS条件下接通，从而标记从时间t4直到时间t5(其对应于开关周期的开始，即时间t0)运行的时间段(f)的开始。一旦开关QAL接通，正电流840f就从AC输入流过升压电感器LB，流过开关QAL，通过QBL返回AC输入。在图8B中示出了对应的波形。
现在转到图8C和图8D，示出了第一控制方案的负半周期开关序列。在第一开关方案的负半周期期间，开关QAH将保持关断，开关QAL将保持接通，并且开关QBH荷QBL将交替地开关以向输入端提供期望的输出电压Vout和功率因数校正。从时间t0开始，时间段(a)开始。在时间段(a)期间，高侧开关QAH和QBH均关断，其中低侧开关QAL和QBL均接通。在图8D中示出了对应的驱动信号802a、802b、802c和802d。因此，负电感器电流842a从AC源流过接通开关QBL和QAL，流过电感器LB，返回AC输入源。这导致越来越负的电感器电流806，其中对应的正电流862通过开关QBL。输出电压Vout出现在开关QAH(波形866)和QBH(波形867)上。
在时间t1，当电感器电流达到其峰值807时，开关QBL可关断，从而开始从时间t1延伸到时间t2的时间段(b)。在该间隔期间，开关QAL保持接通，并且开关QAH、QBH和QBL全部关断。因此，负电感器电流842b从AC输入流过开关QBH的本征体二极管，流过负载，流过开关QAL，通过升压电感器LB返回AC输入。在图8D中示出了对应的驱动信号802a、802b、802c和802d。在时间段(b)期间，电感器电流806保持在其负峰值，但电流从流过开关QBL(波形862)转变为流过开关QBH(波形864)。输出电压继续出现在开关QAH(波形866)上，但从出现在开关QBH(波形862)上转变为出现在开关QBL(波形869)上。
在时间t2，由于电流842c流过开关QBH的本征体二极管，开关QBH可在ZVS条件下接通。电流842c将如图8C所指示的那样继续流动，从AC源开始，流过现在接通开关QBH，流过负载，流过开关QAL，经由升压电感器LB返回AC输入。在时间段(c)期间，开关QBH和QAL接通，其中开关QAH和QBL关断。在图8D中示出了对应的驱动波形802a、802b、802c和802d。同样如图8D所示，电感器电流806减少到零并且然后减少到略微正值863。输出电压继续出现在开关QAH(波形866)和开关QBL(波形869)上。
对应于时间t3附近的短间隔的时间段(d)示出了电流842f(图8C)的反转。反转的电感器电流842f从AC源流过开关QAL，向后流过输出负载，流过开关QBH，回到AC输入。在时间段(d)期间，开关QBH和QAL保持接通，这开关QAH和QBL保持关断。在图8D中示出了对应的驱动信号802a、802b、802c和802d。在时间t3之后，正电流842e继续流过升压电感器Lb和开关QAL，从而从流过输出/负载转变为流过开关QBL的本征体二极管，由此返回AC输入。这允许开关QBL在时间t4时在ZVS条件下接通，从而然后允许电感器电流842f再次反转，使周期返回到时间t5，这对应于时间t0，即负半周期的开始。
图9A和图9B示出了上面参考图8A至图8D描述的第一开关方案的概括流程图。更具体地讲，图9A描绘了从确定AC输入波形是处于正半周期还是负半周期(框902)开始的流程图900。应当理解，流程图900可包括根据上文相对于图2A至图5的讨论来确定开关是启用还是禁用的预备步骤(未示出)。如果AC输入波形处于正半周期，则控制传递到框904，其中关断相B高侧开关QBH，并且接通相B低侧开关QBL。这些开关将在正半周期的持续时间内保持在这些位置。
然后，在框906中，可接通相A低侧开关QAL相，并且可关断相A高侧开关QAH相。如将在下文更详细地解释，QAL接通转变可为零电压开关(ZVS)转变。在任何情况下，该开关配置致使电流流过升压电感器，从而在其中存储能量。框908可监测电感器电流以确定电感器电流是否已达到其预先确定的峰值电流极限。如果否，则开关可保持在适当位置，从而致使电感器电流随着更多能量存储在电感器中而继续线性地增加。否则，当由框908确定电感器电流已达到其峰值时，可关断相A低侧开关，从而使电感器电流转向到负载。
除了使能量转向到负载之外，该开关配置将致使电流流过相A高侧开关QAH的本征体二极管，从而允许开关QAH在ZVS条件下接通，继而改善电路的操作效率。当来自电感器的能量被递送到负载时，电感器电流将继续线性地减少，这可在框914中被监测。只要电流保持高于预先确定的负电流极限，就可将开关保持在该位置。当电感器电流达到预先确定的负电流极限时，如框914中确定，可关断相A高侧开关QAH(框916)。然后，相A高侧开关QAL可在零电压开关条件下接通，并且周期可在AC输入波形的正半周期的持续时间内重复(并且只要开关保持启用)。
在AC输入波形的负周期期间，来自框902的控制传递到框905，其中关断相A高侧开关QAH并且接通相A低侧开关QAL。然后，在框907中，接通相B低侧开关QBL并且关断相B高侧开关QBH。如将在下文更详细地解释，QBL接通转变可为零电压开关(ZVS)转变。该开关配置建立通过电感器的负电流，该负电流将能量存储在电感器中。框909可监测电感器电流以确定电感器电流是否已达到预先确定的电感器电流极限。如果否，则开关可保持在适当位置，从而继续将能量存储在电感器中。如果是，则控制传递到框911，其中关断相B低侧开关QBL。这开始将能量从升压电感器转移到负载，并且还建立允许相B高侧开关QBH在零电压条件下接通的电流条件，从而改善电路的操作效率。
当存储在升压电感器中的能量被转移到负载时，(负)电感器电流将继续减少。框915可监测电感器电流，从而等待到略微正值的电流反转。在达到该略微正电流极限之前，开关可保持其配置。一旦达到正电流极限，就可关断相B高侧开关QBH(框917)，这建立了可在ZVS条件下接通相B低侧开关的条件。周期可在AC输入波形的负半周期的持续时间内重复(并且只要开关保持启用)。
图9B示出了描绘和概述相同控制操作的进一步简化的流程图920。首先，在框922中，可确定是否启用开关(例如，根据以上相对于图2A至图5所述的技术)。如果否，则框922可继续测试启用的开关，并且当启用开关时，框924可确定AC输入波形当前是处于其负半周期还是正半周期。如果在正半周期中，则控制可行进到框926，其中可关断第一相高侧开关并且可接通第一相低侧开关。然后控制可传递到框928，其中可通过负电流极限交替地以临界导通模式开关第二相高侧开关和第二相低侧开关以实现零电压开关。另选地，如果在框924中确定AC输入源处于其负半周期，则控制可传递到框927，其中可关断第二相高侧开关并且可接通第二相低侧开关。然后控制可传递到框929，其中可通过负电流极限交替地以临界导通模式开关第一相高侧开关和第一相低侧开关以允许零电压开关接通转变。
图9A和图9B的前述流程图可由任何合适的控制器实现，包括模拟控制电路、数字控制电路(包括使用逻辑门和类似元件或可编程处理器、控制器、微控制器等的控制电路)。在一些实施方案中，控制器可被实现为混合模拟/数字电路，并且在至少一些实施方案中，可在专用集成电路中实现。
现在转到图10A和图10B，示出了第二控制方案的正半周期开关序列。参考图10A的框(a)，从时间t0开始，高侧开关QAH和QBH接通，其中低侧开关QAL和QBL关断。在图10B中示出了对应的驱动信号1002a(QAH)、1002b(QAL)、1002c(QBH)和1002d(QBL)。作为该开关配置的结果，正电感器电流1040a从AC源通过开关QAH、通过开关QBH，回到AC源。该电流是线性增加电流，如图10B中的波形1006所示。波形1062示出了通过开关QBH的对应增加电流。如波形1066-1069所示，转换器输出电压Vout出现在开关QBH和QAL上。
在时间t1，当电感器电流iLB达到峰值电流极限1007时，开关QBH可关断。电流1040b继续流过升压电感器LB。因为QBH关断，所以电流流过负载，通过低侧开关QBL的本征体二极管返回AC源。在图10B中示出了对应的驱动信号1002a-1002d，示出了除QAH之外的所有开关关断。如波形1062(开关QBH电流)和1064(开关QBL电流)所示，电感器电流(现在也是负载电流)从开关QBH转变为QBL。同样，输出电压从出现在开关QAL(电压波形1068)和开关QBH(波形1067)上转变为出现在开关QAL(电压波形HH68)和开关QBL(波形1069)上。
流过开关QBL的本征体二极管的电流1040b允许开关QBL在时间t2时在ZVS条件下接通。这开始时间段(c)，其中电感器电流1040c继续流过升压电感器LB，流过保持接通的高侧开关QAH，流过负载，通过现在接通的低侧开关QBL返回AC源。如图10B所示，在t2至t3的时间段(即，时间段(c))期间，驱动信号1002a和1002d为高，对应于开关QAH和QBL的接通，并且驱动信号1002b和1002c为低，对应于开关QAL和QBH的关断。在该时间段期间，存储在升压电感器LB中的能量被释放到负载，如线性减少的电感器电流1006所示。这包括通过开关QBL的电流的对应减少，如波形1064所示。与在时间段(b)中一样，输出电压出现在开关QAL和QBL上。
在时间t3，电感器电流减少到负电流极限1063，如以上所讨论的。此时，电流1040d反向流过电感器。因此，电流路径从AC源通过开关QBL(其保持接通)、通过负载(沿相反方向)，通过开关QAH、通过升压电感器LB，回到AC输入源。在图10B中示出了对应的开关驱动波形1002a-1002d。在时间t3，低侧开关QBL可关断，从而致使负电流1040e沿着图10A的框(e)所指示的路径流动。具体地讲，电流继续从AC源流过高侧开关QBH的本征体二极管，流过高侧开关QAH(其保持连续接通)，通过升压电感器LB回到AC源。流过高侧开关QBH的体二极管的反向电流允许开关在时间t4时在ZVS开关条件下接通，从而开始对应于以上讨论的时间段(a)的时间段(f)。
现在转到图10C和图10D，示出了第二控制方案的负半周期开关序列。在第二开关方案的负半周期期间，从时间t0开始，高侧开关QAH和QBH关断，其中低侧开关QAL和QBL接通。在图10D中示出了对应的驱动信号1002a-1002d。作为该开关配置的结果，电感器电流1042a从AC源流过低侧开关QBL和QAL，从而经由升压电感器LB返回AC源。这导致线性增加的电感器电流iLB(波形1006)，该电感器电流将能量存储在电感器中。波形1062示出了通过低侧开关QBL的对应增加的电流。如电压波形1066-1069所示，在该第一时间段(a)期间，在时间t0与t1之间，输出电压出现在高侧开关QAH和QBH上。
在时间t1，当电感器电流iLB达到编程的峰值极限1007时，低侧开关QBL可关断，从而开始时间段(b)。因此，电流1042b从AC源流过高侧开关QBH的本征体二极管，流过负载，流过低侧开关QAL(其在整个负半周期内保持接通)，经由升压电感器LB返回AC源。另外，电流从流过低侧开关QBL转变为流过高侧开关QBH，如波形1062和1064所示。对应地，输出电压从出现在高侧开关QAH和QBH上转变为出现在高侧开关QAH和低侧开关QBL上，如电压波形1066-1069所示。
在时间t2，在电流1042b流过高侧开关QBH的本征体二极管的情况下，开关QBH可在零电压条件下导通，从而标记时间段(c)的开始。在该时间段期间，电流继续从AC输入流过高侧开关QBH，流过负载，流过低侧开关QAL，经由升压电感器LB返回AC源。在图10D中示出了对应的驱动电压波形1002a-1002d。如电流波形1006所示，电感器电流iLB减少，从而将存储在升压电感器LB中的能量递送到负载。另外，在此时段期间，输出电压保持在高侧开关QAH和低侧开关QBL上，如电压波形1066-1069所示。
升压电感器电流iLB继续减少直到时间t3，在该时间其达到负(在这种情况下实际上为正)电流极限1063。在时间t3，电流1042d从AC源流过电感器LB，流过始终保持接通的低侧开关QAL，流过负载(沿相反方向)，经由高侧开关QBH返回AC源。高侧开关QBH此时可关断。在图10D中示出了对应的驱动信号1002a-1002d。在时间t3，电流开始从高侧开关QBH转变回低侧开关QBL，如电流波形1062和1064所示。同样，输出电压从出现在高侧开关QAH和低侧开关QBL上转变为出现在高侧开关QAH和QBH上，如电压波形1066-1069所示。
关断开关QBH导致图10C所示的电流路径1042e。电流1042e继续流过升压电感器LB，流过始终保持接通的低侧开关QAL，流过低侧开关QBL的本征体二极管，从而返回AC输入源。通过开关QBL的体二极管的电流允许低侧开关QBL在时间t4时在ZVS开关条件下接通，从而开始对应于以上讨论的时间段(a)的时间段(f)。在图10D中示出了对应的波形。
图11A和图11B示出了上面参考图10A至图10D描述的第二开关方案的概括流程图。更具体地讲，图11A描绘了从确定AC输入波形是处于正半周期还是负半周期(框1102)开始的流程图1100。应当理解，流程图1100可包括根据上文相对于图2A至图5的讨论来确定开关是启用还是禁用的预备步骤(未示出)。如果AC输入波形处于正半周期，则控制传递到框1104，其中接通相A高侧开关QAH，并且关断相A低侧开关QAL。这些开关将在正半周期的持续时间内保持在这些位置。
然后，在框1106中，可关断相B低侧开关QBL，并且可接通相B高侧开关QBH。如将在下文更详细地解释，QBH接通转变可为零电压开关(ZVS)转变。在任何情况下，该开关配置致使电流流过升压电感器，从而在其中存储能量。框1108可监测电感器电流以确定电感器电流是否已达到其预先确定的峰值电流极限。如果否，则开关可保持在适当位置，从而致使电感器电流随着更多能量存储在电感器中而继续线性地增加。否则，当由框1108确定电感器电流已达到其峰值时，可关断相B高侧开关，从而使电感器电流转向到负载。
除了使能量转向到负载之外，该开关配置将致使电流流过相B低侧开关QBL的本征体二极管，从而允许开关QBL在ZVS条件下接通，继而改善电路的操作效率。当来自电感器的能量被递送到负载时，电感器电流将继续线性地减少，这可在框1114中被监测。只要电流保持高于预先确定的负电流极限，就可将开关保持在该位置。当电感器电流达到预先确定的负电流极限时，如框1114中确定，可关断相B低侧开关QBH(框1116)。然后，相B高侧开关QBH可在零电压开关条件下接通，并且周期可在AC输入波形的正半周期的持续时间内重复(并且只要开关保持启用)。
在AC输入波形的负周期期间，来自框1102的控制传递到框1105，其中关断相A高侧开关QAH并且接通相A低侧开关QAL。然后，在框1107中，接通相B低侧开关QBL并且关断相B高侧开关QBH。如将在下文更详细地解释，QBL接通转变可为零电压开关(ZVS)转变。该开关配置建立通过电感器的负电流，该负电流将能量存储在电感器中。框1109可监测电感器电流以确定电感器电流是否已达到预先确定的电感器电流极限。如果否，则开关可保持在适当位置，从而继续将能量存储在电感器中。如果是，则控制传递到框1111，其中关断相B低侧开关QBL。这开始将能量从升压电感器转移到负载，并且还建立允许相B高侧开关QBH在零电压条件下接通的电流条件，从而改善电路的操作效率。
当存储在升压电感器中的能量被转移到负载时，(负)电感器电流将继续减少。框1115可监测电感器电流，从而等待到略微正值的电流反转。在达到该略微正电流极限之前，开关可保持其配置。一旦达到正电流极限，就可关断相B高侧开关QBH(框1117)，这建立了可在ZVS条件下接通相B低侧开关QBL的条件(框1119)。周期可在AC输入波形的负半周期的持续时间内重复(并且只要开关保持启用)。
图11B示出了描绘和概述相同控制操作的进一步简化的流程图1120。首先，在框1122中，可确定是否启用开关(例如，根据以上相对于图2A至图5所述的技术)。如果否，则框1122可继续测试启用的开关，并且当启用开关时，框1124可确定AC输入波形当前是处于其负半周期还是正半周期。如果在正半周期中，则控制可行进到框1126，其中可接通第一相高侧开关并且可关断第一相低侧开关。然后控制可传递到框1128，其中可通过负电流极限交替地以临界导通模式开关第二相高侧开关和第二相低侧开关以实现零电压开关。另选地，如果在框1124中确定AC输入源处于其负半周期，则控制可传递到框1127，其中可关断第一相高侧开关并且可接通第一相低侧开关。然后控制可传递到框1129，其中可通过负电流极限交替地以临界导通模式开关第二相高侧开关和第二相低侧开关以允许零电压开关接通转变。
图11A和图11B的前述流程图可由任何合适的控制器实现，包括模拟控制电路、数字控制电路(包括使用逻辑门和类似元件或可编程处理器、控制器、微控制器等的控制电路)。在一些实施方案中，控制器可被实现为混合模拟/数字电路，并且在至少一些实施方案中，可在专用集成电路中实现。
上文描述了与升压/PFC转换器相关的各种特征和实施方案。此类电路可用于多种应用，但当与用于便携式电子设备、小形状因数计算机等的计算机电源、AC-DC转换器/适配器(通俗地称为充电器或外部电源组块)结合使用时可以是特别有利的。另外，虽然已经描述了许多特定特征和各种实施方案，但应当理解，除非另有说明为相互排斥，否则各种特征和实施方案可在特定实施方式中组合成各种排列。因此，上文描述的各种实施例仅仅以举例方式提供，而不应解释为限制本公开的范围。在不脱离本公开的范围和不脱离权利要求的范围的情况下，可以对本文的原理和实施方案进行各种修改和改变。
机译： PFC PFC高梯度降压升压PFC转换器具有有源功率因数控制和升压PFC转换器
机译： 升压PFC转换器，用于升压PFC转换器的方法和控制电路
机译： 升压PFC转换器，用于升压PFC转换器的方法和控制电路
