一种降低MIMO多通道相位噪声影响的信号收发方法

摘要

本发明公开了一种降低MIMO多通道相位噪声影响的信号收发方法。本发明的信号收发过程主要针对各通道相位噪声的差异化部分进行优化。在存在多通道相位噪声的MIMO系统中，信号收发过程根据相位噪声的统计特性，与高斯白噪声进行联合抑制优化。本发明可以改善系统性能，进而可以提高通信容量。本发明技术方案可以显著降低相位噪声的影响，同时实现对白噪声的更好抑制。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信领域多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)系统信号收发技术，尤其涉及一种可以降低MIMO多通道相位噪声影响的信号收发方法。

背景技术

随着第五/第六代移动通信技术(5G/6G)的发展，对传输容量的需求不断提升。在频谱资源受限的情况下，MIMO技术通过在发送端和接收端使用多根天线，在收发之间构建多个信道实现并行传输，可以成倍提升通信容量。MIMO技术在无线通信领域的众多场景都得到了广泛关注和应用，例如无线接入网、无线承载网等。

为了实现通信容量的最佳提升，MIMO系统在理论上要求发送端和接收端的各天线间距均应满足如式(1)所示的瑞利距离要求，其中c＝3×10

当天线间距小于瑞利距离时，一般需要在发送端对各通路信号进行预编码，并在接收端执行相应的均衡与信号解调，可以显著提高MIMO的通信容量，从而改善因难以实现理想天线间距所带来的不利影响。

考虑发送和接收天线数均为N，信号通路数也即为N，在没有预编码的情况下，接收信号模型如式(2)所示。其中，r、x、n均为N×1矢量，分别代表某一时刻的接收信号、发送信号、噪声(时间索引已经略去)，H为N×N矩阵，代表信道响应。通过在接收端采用迫零(ZeroForcing，ZF)或最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)等均衡方法，可以直接从r中得到发送信号x，但在天线间距小于瑞利距离时，H的条件数较大，ZF或MMSE均衡之后可能显著放大噪声，解调过程对应的均方误差(Mean Square Error，MSE)性能较差，从而制约了MIMO系统的通信容量。

r＝Hx+n (2)

基于预编码的信号收发过程通过在发送端对信号进行一定预处理，使接收端在不必显著放大噪声的前提下均衡并解调出发送信号。现有技术中，基于预编码的实现方案直接通过信道响应矩阵H的分解完成，即将H分解为式(3)所示的结构。其中，Q和P均为N×N的酉矩阵，即Q

H＝QRP

基于式(3)所示的信道矩阵分解，选取P为预编码矩阵，Q

y＝Q

采用SVD预编码的同时对发送端各通路进行功率注水，可以在理论上获得最大容量，但在实际系统中各通路的功率通常是固定的，不便于灵活地将信号功率从一个通路调整至另一个通路。从算法实现上，基于SVD分解对应的解调过程比GMD分解下简单，但SVD分解下R的对角线元素差异较大，相应各通路的MSE差异比较显著，这就需要对不同通路配置不同的编码调制模式，加大了系统的实现难度；与此同时，在SVD分解下，可能出现某些通路的MSE过高而不能得到合理利用(对应的调制阶数超过常用的调制模式，例如4096/8192QAM以上)，而另一些通路的MSE由于过低不能用于传输有效信息，这将造成可获得有效的通信容量并不高。GMD分解下由于R的对角线元素相同，理论上各通路的MSE相同，在多种场景下相对SVD分解具有更强的应用价值。

现有SVD、GMD矩阵分解下对应的信号收发方法在只考虑加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)情况下可以保证较优性能，在传统低频通信系统中，高斯白噪声是噪声的主要部分，现有方法适用性较强。然而，随着低频段频率资源日益紧缺，通信频点逐渐迈向微波毫米波等高频段，例如K波段、Ka波段、E波段甚至D波段等等，在这些高频系统中，由于本振的非理想特性，不可避免地会出现相位噪声，成为高斯白噪声之外另一种影响系统性能的随机噪声。在MIMO系统中的收发两端，各个通路都存在相位噪声，包含公共部分和差异化部分，公共相位噪声可采用锁相环等方式进行补偿，而差异化部分无法通过简单的相位校正算法进行补偿，严重影响MIMO通信系统的性能。现有MIMO信号收发方法没有针对相位噪声特别是没有针对难以补偿的相位噪声差异化部分进行优化，不具备抗相噪能力，会使得信号解调过程的MSE性能仍然较差，从而对通信容量的改进能力十分有限。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种降低MIMO多通道相位噪声影响的信号收发方法。本发明的技术方案如下：

本发明提供了一种降低MIMO多通道相位噪声影响的信号收发方法，其包括如下步骤：

1)根据信道响应矩阵H、接收端和发送端各通道相位噪声间的自相关矩阵

其中，

2)通过对

3)通过对L执行SVD或GMD分解，得到预编码矩阵P和解调矩阵B；

4)计算得到均衡矩阵W；

5)根据得到的预编码矩阵P、均衡矩阵W、解调矩阵B，执行MIMO系统的信号收发。

在本发明的一个具体实施例中，所述方法针对的MIMO系统的发送和接收天线数相同，均为N，信号通路数为N。

在本发明的一个具体实施例中，所述方法针对的MIMO系统的收发天线数不同，相应有效信号通路数为发送天线数目和接收天线数目中的较小者。

在本发明的一个具体实施例中，所述的步骤5)具体为：MIMO系统的信号收发过程中，在发送端采用步骤3)得到的预编码矩阵P进行预编码过程，在接收端采用步骤4)得到的均衡矩阵W进行均衡过程，采用步骤3)得到的解调矩阵B进行解调过程。

与现有技术相比，本发明具有的有益效果是：

本发明的信号收发过程主要针对各通道相位噪声的差异化部分进行优化。在存在多通道相位噪声的MIMO系统中，信号收发过程根据相位噪声的统计特性，与高斯白噪声进行联合抑制优化，可以改善系统性能，进而可以提高通信容量。本发明技术方案可以显著降低相位噪声的影响，同时也实现了对白噪声的更好抑制。

附图说明

图1为多通道相位噪声影响下的MIMO通信系统示意图；

图2为仿真系统示意图；

图3为SVD分解下MSE性能对比示意图；

图4为GMD分解下MSE性能对比示意图。

具体实施方式

图1所示为在多通道相位噪声影响之下，MIMO通信系统结构示意图。在发送端，多通道相位噪声在预编码P之后的射频部分引入；在接收端，多通道相位噪声在包含均衡和解调的数字基带处理之前引入。如果发送端或接收端各通路能够共本振，那么各通路相位噪声相同，相位噪声可以采用锁相环等现有相位校正模块补偿，相位噪声对系统性能的影响很小。不过，各通路在一个共同的本振作用下驱动力不足，而且当各射频通道分离时共本振也不具有实际可行性。实际情况下，一般各通路的本振信号只能在一个共同的参考源下激励产生，来源于参考源的相位噪声是公共部分，而各通道由参考源生成本振信号过程中还会出现差异化部分。本发明的信号收发过程主要针对各通道相位噪声的差异化部分进行优化。

与图1对应的接收信号模型为

这里，分别用

从式(5)可以看到，多通道相位噪声本是指数乘性噪声，通过一定转化之后可以化为与有用信号存在一定相关性的加性噪声，将其与高斯白噪声看作一个整体，可以探索如何设计新型信号收发方法，使其可以降低多道相位噪声的影响。为了便于后续说明，这里将各信号间的相关关系矩阵表示为式(6)-(10)所示。其中，

本发明设计可降低多通道相位噪声影响的信号收发方法，即为在相应的信号模型下，基于式(6)-(10)计算图1中所示的预编码矩阵P、均衡矩阵W、解调矩阵B。为了便于说明，这里的解调矩阵B仍为上三角矩阵(注：对角矩阵是一种特殊的上三角矩阵，这里统一表述为上三解矩阵)，但与式(3)、式(4)中R相比，对角线元素均已归一化，而归一化由调整均衡过程得以实现，所以这里的均衡矩阵W也不再限制为酉矩阵。

如图1所示的信号收发过程，在不考虑判决错误的情况下，解调误差可以记为

e＝Bx-Wr (11)

本发明从分析解调误差的自相关特性出发，研究如何设计信号收发过程涉及到的预编码矩阵P、均衡矩阵W、解调矩阵B。通过推导，可以得到解调误差自相关矩阵C

最优的信号收发过程是要保证MSE尽可能小，即C

相应地，解调误差自相关矩阵为

再对L执行SVD或GMD分解，得到式(15)所示的结果。其中，

进一步，代入式(14)及式(15)，C

如式(16)所示，可以设置

按以上得到的预编码矩阵P、均衡矩阵W、解调矩阵B进行MIMO信号收发，可以得到C

当对L执行SVD时，解调矩阵B为对角矩阵(归一化后实际为单位阵I)，C

为了对比本发明技术方案与现有技术方案的性能，这里给出Matlab仿真示例。其中，通信频点设置为15GHz，如图2所示，收发天线数均为N＝4，天线呈正方形排布，正方形边长为3m，传输距离为10Km。如此，天线间距为0.3倍瑞利距离，功率归一化之后的信道响应为式(17)所示。此外，仿真系统中收发两端各通道的相位噪声标准差均设置为0.5°。

图3在不同信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)条件下，基于SVD分解给出了本发明技术方案与现有技术方案的MSE性能对比。这里，分别给出了四条通路中最差通路的MSE和平均MSE性能。从图中可以看出，无论是最差通路MSE还是平均MSE，本发明技术方案都优于现有技术方案。当SNR较低时，白噪声比相位噪声的影响更显著，本发明最差通路MSE相对现有技术方案可以低10dB左右，而平均MSE低2dB以上；当SNR较高时，相位噪声相对白噪声的影响更显著，最差通路MSE差距在2dB以上，而平均MSE差距也接近1dB。所以，本发明技术方案可以显著降低相位噪声的影响，同时也实现了对白噪声的更好抑制。

图4基于GMD分解，给出了与图3对应的性能结果。现有技术方案下，如果不存在相位噪声，GMD分解下各通路的MSE理论上严格相同，然而如图4所示，考虑相位噪声时，最差通路MSE与平均MSE出现了较大差异，说明现有技术方案无法再保证各通路MSE相同。采用本发明技术方案，最差通路与平均MSE严格相同，可以保证各通路仍可采用相同的编码调制模式。同样地，图4中本发明技术方案优于现有技术方案，特别是在SNR较大时，相位噪声的影响比白噪声更突出，本发明的MSE比现有技术方案的最差通路有超过5dB的增益。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。