一种车载逆变电源系统设计实现的电路结构

摘要

本发明涉及电子线路技术领域，且公开了一种车载逆变电源系统设计实现的电路结构，该电路结构由输入滤波保护电路、推挽控制电路、全桥升压开关电路、逆变前级检测保护电路、高频隔离变压器、LrCr串联谐振电路、整流滤波电路、DC‑AC逆变控制电路、逆变开关电路、LC低频滤波电路、逆变后级检测保护电路以及EMC滤波电路组成。该车载逆变电源系统设计实现的电路结构，通过采用具有准谐振软开关全桥升压驱动电路，极大的降低了MOS管的开关损耗和发热量，变压器选型设计尺寸更小，而选择半桥式电路的输入电流是全桥式电路的2倍，即在开关电流一样的设计下，电源输入电压也相等，半桥式的输出功率将是全桥式的一半。

说明书

技术领域

本发明涉及电子线路技术领域，具体为一种车载逆变电源系统设计实现的电路结构。

背景技术

车载蓄电池提供的是非线性的直流电源，很多负载设备不可以直接使用，尤其是工频用电设备，尤其在没有市电的情况下，使用车载逆变电源给一些交流供电设备供电时，无法满足感性、容性等负载设备启动或正常工作的需求，尤其是更高负载功率的交流用电设备。

随着汽车越来越多，小汽车装配的都是小功率150W或300W左右逆变设备，根本不适合长途卡车在外做饭、作业的需求，现有的逆变电源设备，选择的都是专用的大功率逆变电源，不仅价格特别高，而且输出效率低，根本不具有节能和市场竞争性。

目前市面上头部企业设计采用的是推挽半桥，变压器副边输出非LC谐振，集成式的整流电路，输出效率低，加上逆变非电流模式控制，采用电压模式的SPWM控制方式，不具有带感性负载的能力，变压器尺寸较大，整体设备尺寸大，待机和工作时热损耗都高。

而传统的逆变电源以光耦隔离的方式驱动，也未采用LC串联谐振，前后控制电路使用电平转换芯片进行不同电平的转换，整体热损耗很高，转换效率非常的低，甚至带载1000W都需要加辅助的风扇来进行主动散热，电路器件和组装成本都比较高

现有的部分设备利用两路推挽半桥驱动后逆变并行输出，变压器副边电压相同，采用功率叠加的设计方式来满足负载设备的用电需求，设计上同样是输出转换效率低，热损耗大，电路板设计布局面积紧凑，占板面积更大，总体设计成本高，输出精度不高，输出带载不稳定。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供了一种车载逆变电源系统设计实现的电路结构，解决了现有的部分设备两路并行输出，采用具有电流控制模式的SPWM波取代电压模式的SPWM波，满足不同容性，感性用电负载设备的需求，解决了设计上输出转换效率不仅低，热损耗大，电路板设计布局面积紧凑，占板面积更大的问题；同时采用电阻检流运放的设计方式实现过流检测，避免设计使用价格更贵的电流耦合器带来的插件焊接、组装穿线等操作复杂的工序；总之避免了当前总体设计成本高，输出精度不高，输出带载能力不稳定等问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种车载逆变电源系统设计实现电路结构，该电路结构由输入滤波保护电路、推挽控制电路、全桥升压开关电路、逆变前级检测保护电路、高频隔离变压器、LrCr串联谐振电路、整流滤波电路、DC-AC逆变控制电路、逆变开关电路、LC低频滤波电路、逆变后级检测保护电路以及EMC滤波电路组成。

所述推挽控制电路，由PWM推挽输出和PWM输出自举升压电源部分组成，输出PWM波驱动全桥N-MOSFET的开启和关断，所述驱动PWM波分别接到全桥MOS管的栅极G端。

所述逆变前级检测保护电路，由输入防反接、输入工作电压大小检测判断、功率MOS管工作温度检测，以及变压器原边工作过流检测电路组成。

所述变压器原边工作过流检测电路，主要由低压侧检流电阻和检流放大器构成，所述低压侧检流电阻的一端同时接到MOS管Q3，Q4的源极端，低压侧检流电阻的另一端接到高频隔离变压器前边的系统数字地，工作时检流电阻上对地会存在ΔI*R的电压变化，经差分检流放大器采样放大后输出相应的电平大小，与参考预设过流对应的电平进行比较判断是否过流，控制 N-MOSFET的开启和关闭。

所述LrCr串联谐振电路为串联谐振电路，Lr为磁环绕线电感，Cr为CBB22类型的金属化聚丙烯膜谐振电容，调整变压器原边PWM驱动波形的频率使变压器副边输出的PWM波形频率落在该串联谐振电路的工作频率点上，所述变压器的副边同向输出端接到Lr的一端。

优选的，所述输入滤波保护电路由多个具有低ESR的MLCC陶瓷滤波电容C1并联和具有极性的多个铝电解电容EC1并联组成，其输出接到MOS管Q1，Q2的漏极D端。

优选的，所述全桥升压开关由4个型号一致的上下N-MOSFET管组成左右对称的全桥电路，MOS管Q1，Q2，Q3，Q4的驱动信号为可调整的PWM互补信号控制，占空比为50%，上下管的死区时间可调，所述MOS管Q1的源极和Q3的漏极短接输出接到变压器的原边输入端，右桥臂MOS管Q2的源极，Q4的漏极短接输出接到变压器的原边的另一端，所述N-MOSFET具有极低的Rds-ON内阻。

优选的，所述高频隔离变压器的磁芯结构为PQ5050型，变压器原边绕线2TS，副边绕线15TS+15TS，所述开关MOS管Q1的源极和Q3的漏极输出端共同接到变压器原边的输入端，Q2的源极和Q4的漏极共同接到变压器输入原边的另一端。

优选的，所述整流滤波电路是由4个高压快速恢复二极管组成的全桥整流电路，整流输出的高压直流接耐压500V的铝电解电容的正极端，所述变压器副边输出端接到快速恢复二极管的D4的负极、D2的正极端，所述Cr的输出端接到整流滤波电路中D1的正极、D3的负极端，所述滤波电路经D1、D2的样机输出后接到滤波电容EC2的正极端，所述EC2滤波平滑后的高压直流电平接到逆变开关电路IGBT管Q5、Q6的基极端，逆变开关的左右桥臂IGBT的发射极经检流电阻R3，R4输出后分别输出到单相逆变的L网络和N网络端。

优选的，所述DC-AC逆变控制电路是逆变驱动控制的主控部分，具有输出具有电流模式，中心对齐的SPWM波，波形频率为20Khz，其控制IGBT功率管的开启与关断，所述逆变驱动控制电路通过输出电流模式的SPWM波接到IGBT管Q5，Q6，Q7，Q8的集电极端，SPWM输出死区可调。

优选的，所述逆变开关电路由4颗型号一致的上下IGBT管Q5、Q6、Q7、Q8组成左右对称的全桥逆变开关电路，经SPWM驱动开关实现高压直流到单相交流的转换，所述IGBT管Q7的基极，检流电阻R3的一端的低频滤波电感L1的AC-L网络端，所述IGBT管Q8的基极，检流电阻R4的一端接L1的AC-N网络端，再接到低频滤波电感的另一端绕组N信号。

优选的，所述后级检测保护电路由输出电压检测部分，输出过载部分，输出短路，主板PCBA工作温度检测组成，所述输出电压经过差分电路输入到控制电路中，进行比较判断，所述输出过载部分通过对电压和电流进行计算比较判断，所述输出短路通过对输出电压和电流进行检查检测判断。

优选的，所述EMC滤波电路由磁环绕线共模电感和CBB22电容组成，所述AC-L网络经LC滤波电路输出接到L2电感的一端输出220VAC-L电源信号，所述AC-N网络经LC滤波电路输出接到L2电感的另一端输出220VAC-N电源信号。

优选的，所述输入防反接由N-MOSFET串接在输入电源网络的负极端，输入车载电源VBAT负极端接N-MOSFET的漏极D端，系统GND端接N-MOSFET的源极S端，输入反接时负极N-MOSFET断开，对后端电路无任何影响；所述的输入工作电压大小检测判断，是通过对输入滤波后的电压通过ADC分压电阻采集比较判断后是否在预设工作电压范围内；所述的功率MOS管工作温度检测，是热敏电阻实时采样全桥电路N-MOSFET周围的工作温度，通过NTC阻值的变化后得到对应分压后的电压大小，同预设温度对应的电压值进行比较，超出预设值后启动温度保护，控制N-MOSFET的开启和关闭。

优选的，所述LC低频滤波电路由铁硅铝材质双边并行独立绕线组成的滤波电感，感值为1mH。

与现有技术相比，本发明具备以下有益效果：

1、本发明通过采用具有准谐振软开关全桥升压驱动电路，极大的降低了MOS管的开关损耗和发热量，变压器设计尺寸更小，而半桥式电路的输入电流是全桥式电路的2倍，即在开关电流一样的设计下，电源输入电压也相等，半桥式的输出功率将是全桥式的一半，因此全桥式电路更适合于大功率的逆变电源电路系统中，采用低压侧检流可以实时监控输出电流大小，控制MOS管的开启和关断，降低BOM成本，节省布板面积，便于贴片组装，提高了产品可靠性。

2、本发明通过采用LC串联谐振电路、以及具有快恢复二极管组成的全桥整流电路，使用电流模式的SPWM控制逆变电路，提高了带感性和容形负载的能力，满负载时波形失真率可以做到小于3%，转换效率高达94%或以上，输出功率达到1500W，满足用户更广泛的用电设备的需求，更具有性价比，且在环温50度的情况下，可以持续一小时稳定输出不超过1500W的带载能力，更符合卡车师傅在远途室外的用餐需求。

3、本发明通过采用具有推挽准谐振软开关的升压控制电路，输出PWM具有可调节匹配全桥电路工作的频率波形，通过调节死区时间，能实现零电流软开关切换，降低变压器前级扎数，变压器输出波形经LC串联谐振电路后经过整流滤波和采用具有中间对齐的PWM调制方式的逆变驱动电路，输出稳定220VAC的准正弦波。

附图说明

图1为本发明逆变电源系统电路结构的主硬件电路结构图。

图2为本发明逆变电源系统电路结构的工作流程图。

图3为本发明逆变电源系统电路结构的技术原理图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1-3所示，本发明公开了一种车载蓄电池逆变电路控制系统的电路结构的技术实现，该电路结构由前级推挽准谐波全桥驱动控制电路A、全桥电路、变压器、LrCr串联谐振电路、整流滤波、后级逆变控制模块B、逆变电路、LC低频滤波，共模滤波、保护电路和稳压供电电路组成。

本发明车载蓄电池24V(22V-31V)输入升压逆变输出220VAC的纯正弦波，输出技术指标：输出带负载能力1500W，输出电压范围AC220V±10%，输出频率50Hhz，逆变转换效率达到94%以上，滤波电路为磁环绕线电感分别串联输入电源网络的正负极、并联多个陶瓷贴片电容C1和铝电解电容EC1组成，MLCC陶瓷电容具有较低的ESR，对高频噪声具有“虚短”进行滤波，电解电容输入电源接到为MOS管开启提供暂态响应，其平滑输入电源波形，滤波后的电源同时作为稳压管的输入，稳压管分别输出5V、12V电平分别给前级控制电路和推挽驱动MOS管的栅极提供自举升压电路供电。反接电路设计使用N-MOS管Q9串联在输入电源系统的负极网络中，防反接N-MOS管型号为：NCEP40T17AD，RDS(ON)=1.4mΩ(typical)@VGS=10V，通流能力Id为170A，完全满足1500W负载时最低工作电压下24V/62.5A时50%的降额设计要求，输电源反接时，Q9的栅极G端电压为低电平，VGS电平为零，Q9关闭，与后端负载不能形成回路，从而后端系统负载电路不受任何影响，电压检测电路由输入电源串电阻分压并计算出当前实时电压值大小，判断输入电源电平是否在正常工作电压范围内，因此可以实现输入过欠压的检测，输入电压不满足工作范围24V-32V时，前级驱动控制短路就会关闭MOS，前级推挽准谐波全桥驱动控制电路A，其输出PWM控制全桥MOS管的开启和关断，驱动电路不需要电平转换，前级驱动栅控制电路具有自举升压电路可以抗300V的耐压，全桥驱动控制输出PWM波，通过调节死区时间和PWM开关频率，可实现零电流（ZCS）软开启和MOS管通断的控制，栅极驱动电路输出分别控制MOS管Q1，Q2，Q3，Q4的栅极G端，栅极驱动控制VGS电压稳定在12V左右，实现MOS管全开，MOS管RDS-NO的内阻最低，降低了导通损耗，减小了热损耗，全桥电路由4个型号相同的N-MOS管组成，功率型N-MOS管的为N-Channel Super Trench PowerN-MOSFET管，其型号为NCEP40T19GU具有RDS(ON)=1.0mΩ(Typical)@VGS=10V，ID=185A的通流能力，即使是100℃也能通流140A，完全满足全负载时的电流降额需求，全桥MOS管左右桥臂低侧MOS管Q3，Q4的源极共同通过检流电阻接到系统电源GND网络上，每个周期内左右桥MOS管均会同时开启，共同流入低侧检流电阻R1电流变化带来电压ΔV的变化，经电流检测电路检流放大50V/V后输出到控制电路中，与设定参考值进行比较确认驱动输入是否过流，实时控制MOS管的开启和关断，MOS管Q1，Q3的D，S极连接到变压器T的原边输入端13、14脚，Q2，Q4的D，S极连接到变压器原边绕组的另一端15、16脚，为保证稳定的输出，变压器的电压变化设计的比较大，变压器原边绕组为2TS，变压器的副边扎数根据输出电压比计算，逆变前级的直流高压最小设定为220V*√2*1.1=342V，1.1为波动系数，此时占空比为50%，当直流电压偏高时，只需要将占空比调小点即可，即可维持输出稳定在220V，输入工作电压范围为22V-31V。要保证22V时正常输出342V，则变压器的变压比为16适宜，由于变压器漏感的存在，以及空载时直流输出电压会虚高，为保证设计高压滤波电容和后级高压MOS管有足够的裕量并保持输出稳定，直流高压通过电压检测反馈实现高压母线电压的实时检测与调整，实现闭环反馈，限制全桥整流输出的电压控制在320V-430V，超过440V时，占空比会被调正很小，空载电流也减小了，高压滤波电容和高压MOS管的耐压也符合降额设计的需求，因此在空载时只需要很小的负载占空比就可以拉大很大，从而降低高压母线上的电压，逆变电路通过调整SPWM的占空比，即可保证设计输出220V稳定的电压，LC串联谐振电路，此处L1电感具有通直流阻交流的作用，电容具有通交流阻直流的作用，因此磁环绕线电感与串电容组成串联谐振电路，通过调整变压器原边全桥驱动控制PWM的频率，使变压器副边耦合开关输出的频率落在LrCr工作频点，变压器的漏感为ΔLuH，通过公式以下公式，谐振频率根据公式：

F=1/[2π√(LrCr)]，其中Lr是包括变压器的漏感。

变压器输出的波形频率正好为LrCr谐振频率时，此时LrCr谐振电阻的阻抗最小，电感储能转发为电容储能，损耗最小，电流最大，既发生串联谐振后电感Lr和电容Cr近乎理想元件（没有电阻），此时LrCr两端的等效阻抗Z=XL-XC=0，由于Z=0，电源提供的电流最大，由于电流最大，因此L和C两端的电压降也最大，此时能量转换最高，LrCr串联谐振电路中，感抗和容抗相等时对应的频率值为谐振频率，当输入信号的频率等于谐振频率时，电路中的电流最大，既能量损耗最小，该电路中，变压器输出的信号源与LC串联谐振电路之间不存在能量间的相互转换，电容Cr和电感Lr之间存在电能和磁能之间的相互转换。信号频率越高电感的感抗越大，但电容的阻抗则变小，阻抗大对信号的衰减大，频率较高的信号通过电感会衰减很多，而直流信号则无法通过电容，当变压器副边输出的信号频率等于LrCr谐振的频率时，LrCr串联谐振电路的阻抗最小，能量的损耗也是最小，后级电路供电通过整流输出的高压直流电源输入到稳压模块中，分别输出5V提供给控制电路，输出15V作为逆变驱动供电，整流滤波电路部分选用具有快速恢复的二极管，直流母线端的直流高压为440V，设计安全余量至少为Um=Ui*1.2=528V，其中1.2为安全裕量系数，实际设计电路选择二极管反向峰值电压Vrrm为1000V，型号为MURF16100AC：通流IF为16A，使用型号均相同的D1、D2、D3、D4组成全桥整流电路，选用快速恢复的二极管，不仅具有超短反向恢时间和较小的反向恢复电流，根据公式RL*C≥(3~5)T（T为整流前端的开关频率），设计选择合适的电解电容值，滤波输出稳定的直流高压电平，电路中选择的电解电容为500VAC/100uF，三颗型号相同的电容并联使用。

整流滤波后的的电压变化范围大约在320V-430V，控制电路通过通过运放组成差分放大器，实时采样交流输出的电压，输出电压的调整率为每个PWM周期(50uS)时间，后级驱动控制电路输出SPWM波，SPWM波的开关频率为20K，通过改变后级SPWM的占空比，因此该发明电路结构的输出电压精度和动态响应时间有了大大提高，在全负载下波形失真度也能控制在3%以内，保证稳定输出220VAC电压。

低频LC滤波电路的设计，优选的该设计电路L为磁环绕线电感，经逆变后输出AC-L/N网络分别接到滤波电感L1的两个绕组的输入端，输出分别接到高频电容的两端，根据公式计算得到电感值为：

L=（Udc-Uo）*Ton/1.2Io，其中1.2为峰值电流纹波系数，Io为输出额定电流，SPWM的占空比为D=Uo/Udc，Uo为输出电压，Udc为整流滤波后的高压直流电平，实际是按照正弦规律不断调整变化的，SPWM的开关频率为Fs为20Khz，Ton=D/Fs=Uo(Udc*Fs)为IGBT开关管导通时间，实际是按照正弦规律不断调整变化的，Io=Uo/R，R为逆变器的负载电阻，取负载1000W对应为R=U*U/1000W=48.4Ω，此时按照固定额定下额定负载计算，Udc取320V-430V，则可以得到：L=R(1-Uo/Udc)/(1.2*Fs)=0.63Mh-0.98mH，实际设计选用1mH，再根据F=1/[2π√(LrCr)]即可计算高频滤波电容的大小，磁环绕线共模电感输出端的火线L与N零线分别接到与X2金属化聚丙烯膜电容器CBB22的两端，用于对共模、差模干扰起到滤除和抑制作用，同时在输出接口位置安装有Y2安规电容，耐压300VAC，绝缘电阻IR达到10000MΩ/(1min，500VDC)，火线L接Y2电容的一端，外壳地接Y2电容一端。

本创造性发明的逆变直流电源系统具有的性能如下：

1、设备在汽车未启动时，既ACC信号为低时，设备处于静态休眠状态，待机电流为微安级；ACC为高时处于待机状态，当输出端插座有负载插入时，该逆变设备才被正常激活启动，才开始有输出，因此具有低功耗，待机电流小等优点，实测比市场中的设备待机电流都要小。

2、输出负载具有自适应调节的功能，既输出负载逐渐增大未过载时，在额定设计范围内降低输出电压，提升输出电流，满足负载变化的需求。

3、电路系统拥有完善的保护功能，具有输入欠压过压保护，输入反接，输出过流，输出过欠压，输出过载，短路自锁，PCBA、IGBT过温。输入欠过压：通过输入电压进行分压实时采样计算输入电平的大小，超出额定设计范围既21V-31V(可调)会立即关闭前级驱动，即立即会关闭MOS关的输出，输入反接：通过输入端负极网络串N-MOS管实现了反接保护，后端系统电路免受损害。过流保护：电流输出超过额定电流的15%时，即前级输出低压电平直流Io*1.15=75A时电源，前级会关闭输出MOS管输出，后继控制电路检测到输出电流大于最大负载下的额定电流1.15*6.8A=7.8A，设定为8A时会立即关闭输出后级电路控制的输出，立即报警，进入保护状态。输出过流：输入端MOS管低侧端串检流电阻，采样反馈实时性高精度高，贴片型设计选型，成本低，低侧检流电路的设计规避了传统设计使用电流耦合器在设计空间、安装焊接、穿线焊接、测试精度等方面的不足，贴片简单，节省了设计成本，具有相对更快的动态响应时间，不会应过流或短路时的大电流流经变压器后才检测反馈输出带来的延时，避免了对变压器和后级电路器件带来的损伤。输出过欠压：运放组成差分放大器，实时采样交流输出电压，与参考值进行比较，既超出额定220V±10%后即可进行电压反馈调整，使输出电压维持在设计额定范围内。输出过载：本设计额定功率是1200W，最大输出功率是1500W，当输出功率小于1500W，正常输出，当输出功率≥1500W时，输出指示灯长显红色，持续1分钟后关闭无输出。输出短路自锁：当输出端短路时，会立即触发短路保护，并在20ms内切断输出，并自锁，无输出，只有过热保护：电源长时间满负荷工作时，环境温度的不确定性，可能会使内部温度升高至85℃以上，温度继续升高，主板控制电路检测PCBA温度升高后，关闭逆变输出，发出报警指示，待温度降到允许范围内后，控制电路自动恢复正常工作。

4、前级升压驱动控制PWM波具有死区可调的功能，通过设置不同的死区时间可以改善上下MOS管开关时因自身固有的寄生电容存在米勒效应导致的高压毛刺对器件的损坏现象。

5、逆变采用具有电流模式驱动的SPWM波，也具有死区时间可调，避免了上下管组成的左右桥臂在开关时间不匹配时产生的高压毛刺对器件损坏的现象，因此电路设计相对简单，不需要RC或RDC吸收电路，避免了设计引入的额外损耗。

除了可以带阻性负载，更可以带感性与容性负载，实测可以满足启动功率与运行功率均小于1500W电机的正常启动和运行，具有更高的瞬态响应能力；可以满足负载电容接近500uF-1F的用电设备的正常运行，输入负载能力通过串口可调节更高。

6、通过运放电路组成的差分放大器实时采样交流输出的电压，差分运算放大器输出电压的调整率为每个PWM周期(50uS)的时间，比传统市面上的运放电路相比电压精度和动态响应的时间都提高了很多，因此可以保证空载输出电压波形的失真度控制在1.5%以内，重载控制在3%以内。

7、输出具有多级滤波电路，准确实现了低频滤波，高频抑制的作用，同时对传导辐射也有很好的改善作用。

8、本发明的电路结构支持通过串口可以进行调试访问，配置参数升级（输出功率大小，电器选型设计可以满足2000W的负载设备），升级可支持屏显控制，可外接无线设备，支持远程控制等，因此可以根据客户需求设计满足不同客户的需求。

9、本发明的车载电源系统设计实现的电路结构实现了100%国产，不仅设计成本低，贴片组装测试均简易，隔离式的逆变，更安全可靠，极具行市场用于前景和性价比！

该文中出现的电器元件均为通用器件，不存在特殊或需要特殊定制才能实现的电子物料；本文中提到的220VAC均为用电使用范围支持220VAV的，与使用市电220V是的用电设备是相同的概念，并且主控器可为计算机等起到控制的常规已知设备。

综上所述，该车载逆变电源系统设计实现的电路结构，通过采用具有准谐振软开关全桥升压驱动电路，极大的降低了MOS管的开关损耗和发热量，变压器设计尺寸更小，而半桥式电路的输入电流是全桥式电路的2倍，即在开关电流一样的设计下，电源输入电压也相等，半桥式的输出功率将是全桥式的一半，因此全桥式电路更适合于大功率的逆变电源电路系统中，采用低压侧检流可以实时监控输出电流大小，控制MOS管的开启和关断，降低BOM成本，节省布板面积，便于贴片组装，提高了产品可靠性，通过采用LC串联谐振电路、以及具有快恢复二极管组成的全桥整流电路，使用电流模式的SPWM控制逆变电路，提高了带感性和容形负载的能力，满负载时波形失真率可以做到小于3%，转换效率高达94%或以上，输出功率达到1500W，满足用户逆变行业更全面的用电设备的需求，更具有性价比，且在环温50度的情况下，可以持续一小时稳定输出不超过1500W的带载能力，通过采用具有推挽准谐振软开关的升压控制电路，输出PWM具有可调节匹配全桥电路工作的频率波形，通过调节死区时间，能实现零电流软开关切换，降低变压器前级扎数，变压器输出波形经LC串联谐振电路后经过整流滤波和采用具有中间对齐的PWM调制方式的逆变驱动电路，输出稳定220VAC的准正弦波。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。