一种用于植入式医疗设备的超低功耗充放电电路和方法

摘要

本发明属于植入式医疗设备领域，涉及充放电电路和方法，该电路包括处理器、直流升压模块、电压反馈电路、电容；电容充电开关电路包括第一PMOS管、第一NMOS管和驱动电路；驱动电路控制第一PMOS管和第一NMOS管对电容充电；第一PMOS管与第一NMOS管并联，并联的第一端连接电容，第二端连接直流升压模块输出端口；电容充电时第一NMOS管GS电压进入截至区前，第一PMOS管GS电压进入导通区；第一PMOS管和第一NMOS管电学参数关系为|V2‑V4|

说明书

技术领域

本发明属于植入式医疗设备领域，特别涉及对植入式医疗设备充电、放电电路的改进。

背景技术

植入式心脏起搏器、除颤器、CRTD具有电刺激治疗功能，这些植入式医疗设备在其内部需要设置充放电电路以在需要进行治疗时产生治疗电刺激脉冲。上述植入式医疗设备植入到人体内后将会在人体内持续工作数年至十年之久，这就要求植入式医疗设备具有极低的功耗。

早期的起搏器振荡器和电压倍增器作为产生脉冲的发生装置。参照图1所示脉冲发生器在输出端产生脉冲信号，参照图中标识电子元器件标识的参数，该脉冲信号高电平为2.8v低电平为地。电压倍增器阳极电平为5.6V，在进行起搏治疗时所述阴极、阳极与心脏组织形成放电回路，放电回路对心脏起到起搏刺激治疗的作用。

该早期起搏器产生的起搏脉冲幅度、波形和脉宽都由硬件电路决定，并且无法根据需要调节，并且功耗相对较高。

也有起搏器充放电电路使用开关芯片控制电容充放电，但开关芯片也存在功耗高的问题。

发明内容

为解决上述问题本发明提供植入式医疗设备使用的充放电电路。本发明充放电控制电路使用MOS管组合控制，使用特定参数关系的NMOS管和PMOS管并联的方式解决对充电过程中电压变化导致的NMOS或PMOS的GS电压进入截至区导致断流的问题。

具体而言，本发明的超低功耗充放电电路，其包括：

处理器，用于提供充放电控制信号；

直流升压模块，用于将电源电压转换为逐渐上升的充电电压；

电压反馈电路，与所述处理器反馈端口耦合用于向所述处理器提供电压反馈信号；

电容，通过充电开关电路与所述直流升压模块的输出端口连接；

所述电容通过放电开关电路与电刺激治疗电极连接；

其特征在于，

所述充电开关电路，包括第一PMOS管、第一NMOS管以及驱动电路；

所述驱动电路根据处理器控制信号控制所述第一PMOS管和第一NMOS管对所述电容充电；

所述第一PMOS管与第一NMOS管并联，所述并联的第一PMOS管和第一NMOS管的第一端连接所述电容，第二端连接直流升压模块的输出端口；

所述第一PMOS管和第一NMOS管被选型为：在所述电容充电过程中所述第一NMOS管GS电压进入截至区前，所述第一PMOS管GS电压进入导通区。

作为本发明一实施方式的进一步改进，在第一PMOS进入导通区以后，第一NMOS进入截至区以前第一NMOS管和第一PMOS管同时导通，并在第一NMOS管进入截至区以后所述第一PMOS管单独导通。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述第一PMOS管和第一NMOS管电学参数满足关系式|V2-V4|

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述V4的值为0。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述驱动电路包括第二NMOS管、第三NMOS管、第二PMOS管、第一电阻以及第二电阻；

所述第一PMOS管的G极通过第二NMOS管与地连接，所述第二NMOS管通过第一电阻与直流升压模块的输出端口连接；

所述第一PMOS管的G极通过第二PMOS管与电源输出端口连接，所述第二PMOS管的G极通过第三NMOS管与地连接；所述第三NMOS管通过第二电阻与直流升压模块的输出端口连接；

所述第一NMOS管和第二NMOS管G极与处理器第一充电控制端口连接，所述第三NMOS管G极与处理器第二充电控制端口连接。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述放电开关电路包括第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管以及第三PMOS管和第三电阻；

所述第四NMOS管连接电刺激治疗电极和电容，第四NMOS管的G极通过第五NMOS管与地连接，第四NMOS管的G极通过第三PMOS管与直流升压模块的输出端口连接；

第三PMOS管的G极通过第六NMOS管与地连接；

所述第三PMOS管的G极通过第四电阻与所述直流升压模块的输出端口连接；

所述第五NMOS管G极与处理器第二放电控制端口连接，所述第六NMOS管G极与处理器第一放电控制端口连接。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述电刺激治疗电极通过第七NMOS管与地连接，所述第七NMOS管G极与处理器电极接地控制端口连接。作为本发明一实施方式的进一步改进，所述电压反馈电路包括电压跟随器以及第一反馈电阻和第二反馈电阻；所述第一反馈电阻和第二反馈电阻串联，第一反馈电阻连接直流升压模块的输出端口，第二反馈电阻接地；所述电压跟随器与所述第第二反馈电阻连接，所述电压跟随器的输出端与处理器的电压反馈输入端口连接。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述电刺激治疗电极为环电极，还包括与所述环电极形成电刺激回路的固定电极，所述固定电极通过接地电容与地连接。

本发明还提供应用于上述电路充电方法，其中处理器被配置为执行步骤：将所述第一NMOS管G极设置为高电平，所述第一PMOS管G极设置低电平；启动所述直流升压模块，对所述电容充电；通过电压反馈电路监测充电电压，所述电压达到预设值后设置所述第一NMOS管G极设置为低电平，所述第一PMOS管G极为高电平。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述步骤“所述第一NMOS管G极设置高电平，所述第一PMOS管G极设置低电平”进一步包括：处理器的第一充电控制端口输出高电平信号，所述第二充电控制端口输出低电平信号；所述步骤“所述电压达到预设值后设置所述第一NMOS管G极设置为低电平，所述第一PMOS管G极为高电平”进一步包括：处理器的第一充电控制端口输出低电平信号，第二充电控制端口输出高电平信号。

本发明还提供应用于上述电路的充放电方法，其中处理器被配置为执行步骤：第一充电控制端口输出高电平信号，第二充电控制端口输出低电平信号，以使所述充电开关电路导通；启动所述直流升压模块，对所述电容充电，同时通过电压反馈电路监测充电电压；达到预设电压后，第一充电控制端口输出低电平信号，第二充电控制端口输出高电平信号，以停止对所述电容充电；

第一放电控制端口输出高电平信号，第二放电控制端口输出低电平信号，以释放电容存储的电荷；

等到达到预设脉宽，第一放电控制端口输出低电平信号，第二放电控制端口输出高电平信号，以停止所述电容放电；

等待预设延迟时间，实现电刺激与反向尾迹放电间隔；

电极接地控制端口输出高电平信号，以使所述电刺激治疗电极反向尾迹放电。

作为本发明一实施方式的进一步改进，停止对所述电容充电后，处理器继续监测直流升压模块直至达到预设电压后，关闭直流升压模块DC-DC Booster；所述直流升压模块的预设电压V>VCp+VGS_N4，其中VCp是电容电压，VGS_N4是第四NMOS管的导通电压。

作为本发明一实施方式的进一步改进，在所述电刺激治疗电极反向尾迹放电期间，所述第二充电控制端口输出低电平信号。

作为本发明一实施方式的进一步改进，在所述电刺激治疗电极反向尾迹放电期间，处理器进入休眠状态。

作为本发明一实施方式的进一步改进，所述处理器休眠前设定一计时器，所述计时器计时结束后唤醒所述处理器并执行步骤：关闭所述直流升压模块，第一充电控制端口为高电平信号，第二充电控制端口输出低电平信号；第一放电控制端口输出低电平信号，第二放电控制端口输出高电平信号，电刺激电极接地端口输出低电平信号。

本发明相对现有技术的进步在于完全使用MOS管进行充放电开关控制，因此充放电功率损耗极低，电路结构简单，相对使用芯片模块进行控制的充放电电路功耗极低。

附图说明

图1为现有技术电路结构示意图

图2所示为植入式医疗设备示意图。

图3所示为植入式医疗设备框架结构示意图。

图4所示为超低功耗充放电电路结构示意图。

图5为第一NMOS管和第一PMOS管充电时GS电压变化曲线示意图。

图6为另一第一NMOS管和第一PMOS管充电时GS电压变化曲线示意图。

图7为本发明充放电流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本申请技术方案作进一步详尽的描述。

参考图2用来显示植入式医疗设备200植入人体后的状态 。本申请所称的植入式医疗设备200包括：植入式心脏起搏（pacemaker）、植入式心脏除颤器（ICD）或植入式或植入式心律复转除颤器(CRT-D)。

所述植入式医疗设备200包括脉冲发生器202。脉冲发生器202植入在患者胸部皮下，脉冲发生器202上设置连接器204，该连接器204插接用于将与心肌连接导线206。所述导线206用于将心电信号传输到脉冲发生器202内，所述脉冲发生器202根据心电信号判断是否发生心律失常。在心律发生失常时脉冲发生器202产生电脉冲对心脏进行电刺激治疗，这些电刺激治疗包括但不限于：高能除颤治疗、低能除颤治疗、抗心动过速起搏治疗以及起搏治疗。

继续参照图2，所述导线的近端208与脉冲发生器202连接，导线206的远端通过锁骨下静脉、上腔静脉与心肌212连接。在导线206的末端包括与心肌连接的固定电极210，固定电极通过翼状结构固定在心室肌小梁或通过螺旋电极固定在心尖肌肉组织上（放大视图中所示为螺旋电极210）。在所述导线206上固定电极210的上方设置电刺激治疗电极214；固定电极210，为设置在导线末端的尖端TIP，电刺激治疗电极214为固定在导线上的金属环RING。在ICD或CRTD的导线206上方还可设置高压线圈216，该高压线圈216由螺旋状紧密缠绕的金属丝制成，该高压线圈216与脉冲发生器202内的治疗模块310连接。该治疗模块310的输出端负极与脉冲发生器202的金属壳体连接，在植入式医疗设备200进行除颤治疗时，治疗电向量218从高压线圈216指向所述金属壳体使得治疗时的电除极信号能够覆盖多数心肌区域。所述高压线圈216放电用于治疗室性心动过速、室颤恶性心律失常。在进行起搏治疗时电刺激向量从电刺激治疗电极214指向固定电极210。所述电刺激治疗电极214为环电极，所述环电极与固定电极210形成电刺激回路。

图3所示为植入式医疗设备200框架结构示意图，其中的功能模块结构可以通过电路模块、软件模块、专用功能性电路以及其他任何软件或硬件技术手段实现。

继续参照图3，植入式医疗设备200中的脉冲发生器202中包括多个独立的功能单元，这些独立的功能单元相互协同配合监测心脏发病并给予电刺激治疗。脉冲发生器202包括用于感知心电信号的感知模块302。感知模块302包括放大器、低通滤波器、模数转换电路。感知模块302将感知到的近场心电信号或远场心电信号转换为能够被所述处理器304数字信号。所述处理器304根据数字信号诊断患者是否发生心律失常，并根据诊断结果确定电刺激治疗方案。

脉冲发生器202包括通信模块306。通信模块306与脉冲发生器202壳体外的天线连接，所述天线308用于发射或接收无线通信信号，所述通信模块306包括但不限于近场通信模块（NFC），蓝牙通信模块（bluetooth），医用射频信号通信模块，wifi通信模块等。通信模块与程控仪形成数据交换链路L。所述处理器304使用通信模块306发送或接收数据，处理器304通过通信模块306与程控仪通信，以实现脉冲发生器202与程控仪D交换数据，程控仪D通过交换数据能够程控脉冲发生器202的感知、治疗参数。

脉冲发生器202包括处理器304。处理器304与感知模块302、治疗模块310、电源、通信模块306以及存储模块312电耦合以实现信号的处理器304对不同模块的信号输入、输出。处理器304用于根据感知模块302感知的心电信号诊断患者是否正处于房颤、房扑、心室过速、室颤等。

所述脉冲发生器202还包括存储模块312。该存储模块312用于存储处理器304所执行的计算机程序，计算机程序用于处理器304控制所述感知模块302、治疗模块310、通信模块306协同工作。所述存储模块312中还包括与患者相关的数据参数、感知参数、治疗参数、通信参数。

脉冲发生器202包括治疗模块310。治疗模块310包括充电电路，充电电路包括高压充电电路和起搏充电电路。高压充电电路包括升压电路和高压电容，升压电路将电源提供的低压信号转换为高压信号，并将利用高压信号将高压电容充至指定的电压。通常电源电压为3-5V，高压电路将电压提升至750-800V，并将电容充至20-40J能量。

参照图4所示的充电放电电路，其可以作为高压充电电路或起搏充放电电路400。充放电电路400与处理器304连接并接收处理器304控制信号，同时向处理器304反馈充电电压信号。处理器304设置电源控制端口Power、第一充电控制端口CS1、第二充电控制端口CS2。第一放电控制端口PR1、第二放电控制端口PR2、电极接地控制端口RG。处理器304通过上述控制端口输出数字控制信号，充放电电路400根据上述数字信号进行充电、放电动作。处理器304还设置电压监测端口VM，处理器304通过该电压监测端口VM获得充电电压信息，并根据电压信息控制充放电过程。

除了上述处理器304充放电电路400还包括、直流升压模块DC-DC Booster、充电开关电路402、放电开关电路404、电压反馈电路406、电容Cp以及与所述放电开关电路404连接电刺激治疗电极214。所述直流升压模块DC-DC Booster用于将电源电压转换为逐渐上升的充电电压，以起搏器为例电源电压为3V，经过直流升压模块DC-DC Booster的转换充电电压从0V逐渐爬升至12V，该爬升过程根据直流升压模块DC-DC Booster特性不同可持续几毫秒至几秒。电压反馈电路406与所述处理器304反馈端口耦合用于向所述处理器304提供电压反馈信号，所述处理内置ADC转换电路，将电压反馈电路406产生的电压信号转换为数字信号。

电容Cp通过充电开关电路402与所述直流升压模块DC-DC Booster输出端口连接；电容Cp通过放电开关电路404与电刺激治疗电极214连接。所述充电开关电路402导通放电开关电路404关闭时电容Cp被充电，所述放电开关电路404导通充电开关电路402关闭时电容Cp放电。电容Cp能够在很短时间内完成充电、放电的过程特别适用于对心脏产生电刺激治疗脉冲信号。

所述充电开关电路402，包括第一PMOS管P1、第一NMOS管N1以及驱动电路408，所述第一PMOS管P1与第一NMOS管N1并联。第一PMOS管P1和第一NMOS管N1可按照源极对漏极的方式并联，也可以按照源极源极漏极对漏极的方式并联。并联后的第一PMOS管P1和第一NMOS管N1的第一端连接所述电容Cp，第二端连接直流升压模块DC-DC Booster输出端口。所述驱动电路408根据处理器304控制信号控制所述第一PMOS管P1和第一NMOS管N1对所述电容Cp充电。驱动电路408包括第一信号输入端口和第二信号输入端口，两者分别连接处理器304第一充电控制端口CS1和第二充电控制端口CS2，所述动电路408还包括第一信号输出端口、第二信号输出端口分别连接所述第一NMOS管N1的G极和第一PMOS管P1的G极。并且所述第一PMOS管P1和第一NMOS管N1被选型为：在所述电容Cp充电过程中，在所述第一NMOS管N1的GS电压进入截至区前，所述第一PMOS管P1的GS电压进入导通区。其中GS电压指的是NMOS管或PMOS管的G（栅极）极与各自的S（源极）极的电势差，下文记为VGS。

图5和图6所示为第一NMOS管N1和第一PMOS管P1在充电过程中VGS电压变化曲线示意图，VGS电压方向为G极指向S极，该图仅用于说明VGS电压趋势变化VGS实际情况与所示曲线相比可能有细微变化。

上述并联的第一NMOS管和第一PMOS管结构，不可用单一NMOS管或PMOS管替代。这是由于充电过程中充电电压和电容Cp的电压不断上升导致的第一NMOS管电压的G极和源极电压VGS很快达降低到截至电压V1，从截至电压V1以下为所述第一NMOS管的截区。如果电压降低至截至区则第一NMOS管断开，从而导致所述电容Cp无法继续充电。相应地PMOS管VGS截至区为V2以上电压，V2以下电压为导通区，电容电压从零爬升到|V2|前PMOS管均为关断的状态，即开始一段时间会出现断流的现象。

换言之，单独使用NMOS管或PMOS管会导致电容Cp不能充至任意电压。单独使用NMOS管作为充电开关会导致，充电电压达到某一值后无法上升。例如NMOS的G极控制电压为3.5V，VGS导通电压为0.5V，那么电容Cp冲值3V时VGS电压不足导致NMOS管截止，无法继续充电，电容Cp的充电电压只能在0-3V范围内。单独使用PMOS管作为充电，充电起始电压不为0；例如PMOS的G极控制电压为3.5V，VGS导通电压为-0.5V，直流升压模块DC-DC Booster电压范围为0-12V，那么源极电压为4V时PMOS才能够导通。所述电容Cp充电电压范围在4V-12V。由于电刺激治疗的电压需要根据患者情况进行程控设置，不同的患者所需要的刺激电压不同，因此充电电压必须支持设置为从0至直流升压模块范围内的任意值。单独使用NMOS管或PMOS管不能满足要求。

本申请的所述第一NMOS管N1和第一PMOS管P1的具备如下特性，所述第一PMOS管P1能够在NMOS管进入截至区（V1以下）前，先进入导通区（V2以下）。并且在第一PMOS进入导通区以后，第一NMOS进入截至区以前第一NMOS管N1和第一PMOS管P1同时导通，并在第一NMOS管N1进入截至区以后所述第一PMOS管P1单独导通。

更为详细地，继续参照图6，假设所述第一PMOS管P1的VGS起始电压为0，按照图示的电压曲线在t1时刻所述第一NMOS管N1的VGS电压达到截至电压V1，对应的第一PMOS管P1在t1时刻VGS电压为V3，并且由于PMOS管和NMOS管电压下降速率相同两者曲线平行，因此|V3|=V0-V1同时|V2|

进一步地，参照图6所述第一PMOS管P1的VGS起始电压为V4，t1时刻第一NMOS管N1和第一PMOS管电压分别为V1和V3。由于PMOS管和NMOS管下降曲线平行，因此|V3-V4|=V0-V1同时|V2-V4|

导通参数V1、V2满足上述不等式的PMOS管和NMOS管，在充电电压逐渐上升时，能够在PMOS管导通区和NMOS管截至区衔接续流。开始对电容Cp充电时直流升压模块DC-DCBooster充电电压逐渐上升，第一NMOS管N1导通电容Cp开始充电，同时电压第一NMOS管N1的VGS逐渐下降，同时第一PMOS管P1的VGS电压同步下降。当第一PMOS管VGS电压小于V2大于V3时，第一PMOS管P1导通同时第一NMOS管导通。当第一PMOS管P1的VGS电压小于V3时，第一NMOS管N1电压小于V1，此时第一NMOS管N1截止，第一PMOS管P1保持导通状态。

在上述例子中NMOS的G极控制电压为3.5V，VGS导通电压为0.5V，那么电容Cp充至3V时第一NMOS管N1截止，但PMOS管在NMOS管截止之前已经导通，在3V以上电压第一PMOS管P1能够始终保持导通。配合电压反馈电路406和处理器304控制所述电容Cp充电电压可被设置在0-12V范围内的任意值。

本申请的NMOS和PMOS都采用上管方案，通过并联NMOS和PMOS并且截至区和导通区电压满足关系式|V2-V4|

继续参照图4所述驱动电路408包括第二NMOS管N2、第三NMOS管N3、第二PMOS管P2以及第一电阻R1和第二电阻R2；所述第一PMOS管P1的G极通过第二PMOS管P2与直流升压模块DC-DC Booster的输出端口连接，所述第二PMOS管P2的G极通过第三NMOS管N3与地连接，所述第三NMOS管N3通过第二电阻R2与升压模块DC-DC Booster的输出端端口连接；所述第一PMOS管P1的G极通过第二NMOS管N2与地连接，所述第二NMOS管N2通过第一电阻R1与直流升压模块DC-DC Booster输出端口连接；所述第二NMOS管N2的G极与处理器304第一充电控制端口CS1连接，所述第三NMOS管N3的G极与处理器304第二充电控制端口CS2连接。

所述放电开关电路404包括第四NMOS管N4、第五NMOS管N5、第六NMOS管N6以及第三PMOS管P3和第三电阻R3。所述第四NMOS管N4连接电刺激治疗电极214和电容Cp，第四NMOS管N4的G极通过第五NMOS管N5与地连接，第四NMOS管N4的G极通过第三PMOS管P3与直流升压模块DC-DC Booster输出端口连接；第三PMOS管P3的G极通过第六NMOS管N6与地连接；所述第三PMOS管P3的G极通过第四电阻R4与所述直流升压模块DC-DC Booster的输出端口耦合；所述第五NMOS管N5的G极与处理器304的第二放电控制端口PR2连接，所述第六NMOS管N6的G极与处理器304的第一放电控制端口PR1连接。

所述驱动电路408根据所述处理器304的充电控制信号转换为驱动所述第一NMOS管N1和第一PMOS管P1动作信号。所述驱动电路408与第一NMOS管N1和PMOS管组成的充电开关电路402使用的器件非常少，并且MOS管功耗非常低，并且MOS管关断时电能损耗几乎为0。在满足对电容Cp进行升压充电的同时上述电路功耗非常低，同样地放电开关电路404的功耗也非常低，支持高压充放电。上述充放电电路能够支持植入式医疗设备200的电池对电容Cp反复充放电，支持医疗设备电池持续6-10年的长期使用。

进一步地，所述电刺激治疗电极214通过第七NMOS管与地连接，所述第七NMOS管G极与处理器304电极接地控制端口RG连接。所述第七NMOS管用于释放电刺激治疗电极214上电荷，即反向尾迹放电。防止所述电刺激治疗电极214上的电荷形成的电压干扰下一次放电，也能够防止所述电荷形成的电压抬高或降低感知信号的图像进而干扰信号感知造成误诊断。

继续参照图4，所述电压反馈电路406包括电压跟随器410以及第一反馈电阻FR1和第二反馈电阻FR2，所述第一反馈电阻FR1和第二反馈电阻FR2串联，第一反馈电阻FR1连接直流升压模块DC-DC Booster的输出端口；第二反馈电阻FR2接地，所述电压跟随器410与所述第第二反馈电阻FR2连接，所述电压跟随器410的输出端与处理器304的电压反馈输入端口VM连接。所述第一反馈电阻FR1阻值为10M，第二反馈电阻FR2阻值为2M，第一、第二反馈电阻的电流非常小对所述直流升压模块DC-DC Booster的输出电压或电流产生影响可忽略不计。所述电压跟随器410的输出电压为第二反馈电阻FR2的分压，所述处理器304将电压反馈电路406的输出电压转换为数字信号。

进一步的，所述固定电极210通过接地电容CT与地连接。

进一步的，所述直流升压模块DC-DC Booster包括电源端口VCC，输出端口VOUT，开关端口SHDN，以及接地端口GND。所述开关端口连接处理器304电源控制端口Power，所述开关端口连接下拉电阻R5，所述处理器304电源控制端口Power输出高电平信号时直流升压模块DC-DC Booster启动，同时所述电压跟随器启动。

参照图7所示为处理器304执行的充放电控制方法流程示意图。该流程示意图的控制逻辑由存储模块中的计算机程序实现，以下进一步对处理器304控制上述充放电开关电路404进行充放电的方法做进一步的表述。

在步骤A中处理唤醒初始化。处理器304在多数时间处于休眠的状态以降低系统功耗，在发生特定的心律事件后处理器304会被唤醒。所述特定的心律事件包括突发心律等非正常心律情况。初始化步骤在电刺激治疗前MCU按照下表初始化控制信号。

（表1；OUT为输出，IN为输入，HIGH为高电平，LOW为低电平）

初始化设置后所述直流升压模块DC-DC Booster处于关闭的状态，所述充电开关电路402处于导通的状态，所述放电开关电路404处于关断的状态，电刺激治疗电极214与地断开，电压反馈电路406不工作。具体而言，所述第一充电控制端口CS1为高电平信号HIGH时所述第一NMOS管N1导通使得电容Cp与直流升压模块DC-DC Booster的输出端口导通，同时第二NMOS管N2导通使得所述第一PMOS管P1的G极接地。所述第二充电控制端口CS2为低电平信号LOW使得所述第三NMOS管N3截至，所述第二PMOS管G极通过第二电阻R2接直流升压模块DC-DC Booster的输出端口因此第二PMOS管P2处于截止的状态。

所述放电开关电路404处于截止的状态。具体而言所述第五NMOS管N5导通，所述第四NMOS管N4的G极接地，所述第四NMOS管N4截止。第六NMOS管N6的G极连接低电平LOW，第六NMOS管N6截至。所述第三PMOS管P3的G极通过第三电阻R3连接直流升压模块DC-DC Booster的输出端口，第三PMOS管P3截止。所述第七PMOS管G极连接低电，第七PMOS管也截止。

在步骤B中启动所述直流升压模块DC-DC Booster，将电容Cp充电至预设电压。即所述电源控制端口Power输出高电平控制信号MCU通过电压反馈电路406检测到输出电压达到预设值后通过电源控制端口Power信号拉低关闭所述直流升压模块DC-DC Booster。

在步骤B充电过程中，初始阶段所述第一NMOS管N1导通，第一PMOS管P1截止。随着电容Cp电压上升所述第一PMOS管P1导通，此时PMOS管的VGS电压值达到导通值V2并且NMOS管也同时处于导通的状态。随着电容Cp电压继续上升所述第一NMOS管VGS电压达到V1，第一NMOS管N1截止，第一PMOS管P1保持导通状态直至达到预设电压。

通过电压反馈电路406监测充电电压，所述电压达到预设值后设置所述第一充电控制端口CS1设置为低电平LOW，充电停止，第二充电控制端口CS2设置为高电平HIGH。具体而言，上述设置使得所述第三NMOS管N3导通，并使得所述第二PMOS管P2的G极接地所述第二PMOS管P2导通，第二PMOS管P2导通使得所述第一PMOS管P1的G极连接高电平，第一PMOS管P1截至停止充电。需要注意的是此时第一充电控制端口CS1设置为低电平LOW，并不影响第一NMOS管N1的截至状态，因为在第一NMOS管N1在其VGS达到V1后就已经进入截止状态，其G极设置为低电平LOW后VGS进一步下降使其不会导通。

至此所述电容Cp充电过程完成，电容Cp充电过程包括驱动电路408和电阻和电容Cp在内一共七个元器件参与充电过程，功率损耗非常低。并且在非充电时MOS管使用电压信号保持截至状态几乎不会产生能耗，而且支持将电容Cp充至800V的高压。

在步骤C中处理器304继续监测直流升压模块直至达到预设电压后，关闭直流升压模块DC-DC Booster。注意的是即使所述直流升压模块DC-DC Booster关闭，其输出端口的输出电压不会立即下降为0，其内部的器件特性使得其电压下降为一平缓的过程。在此步骤中电压升高至电容Cp电压以上，以延长所述电压下降至零的过程使得处理器304有足够的时间放电。在停止充电继续所述电压上升的目的是为了放电时对第四NMOS管N4提供足够的G极电压，使得在电容满电的情况下所述第四NMOS管能够导通。所述直流升压模块的预设电压V>VCp+VGS_N4，其中VCp是电容电压，VGS_N4是第四NMOS管的导通电压，解决了满电电容放电开关驱动电压适配的问题。

在步骤D中处理器304控制所述放电开关电路404放电，并达到预定放电脉宽后停止放电。所述放电可以是起搏治疗、除颤治疗或抗心动过速起搏治疗等。放电时处理器304的第一放电控制端口PR1输出高电平信号，第二放电控制端口PR2输出低电平信号。经过上述设置所述，第六NMOS管N6导通，第三PMOS管P3的G极接地、第三电压R3接地；第三PMOS管P3的S极电压为第三电阻R3分压，第三电阻R3阻值(2MΩ）远大于第四电阻R4（100Ω）因此第三PMOS管P3的S极电压与直流升压模块DC-DC Booster电压几乎相等，第三PMOS管P3导通。所述第四NMOS管N4的G极连接第三电阻R3，同理第四NMOS管N4的G极电压与所述直流升压模块DC-DC Booster电压几乎相等，直流升压模块DC-DC Booster电压几乎相等直流升压模块DC-DC的输出端口的电压V，而V>VCp+VGS使得所述第四NMOS管N4导通开始放电。

几乎在放电的同时，所述处理器304设置一计时器所述计时器用于计算放电脉宽当所述脉宽达到预设脉宽时，第一放电控制端口PR1输出低电平信号，第二放电控制端口PR2输出高电平信号，使得所述第四NMOS管N4截至，以停止所述电容Cp放电。

在步骤E中设置延时准备反向尾迹放电。处理器304设置所述计时器以延时一段时间使得反向尾迹放电间隔，例如所述计时器可以设置延时10微秒。在延时的同时可设置第二充电控制端口CS2为低电平以准备下一次对电容Cp充电。

在步骤F中启动反向尾迹放电，处理器休眠。电极接地控制端口RG输出高电平信号，以使所述电刺激治疗电极214反向尾迹放电。积累在所属电刺激治疗电极214上的电荷释放使得所述电荷产生的电场消除，防止该电场阻止下一次起搏或对感知电路产生干扰信号抬升或降低心电信号图像。处理器304启动尾迹放电后即进入休眠状态，处理器304休眠过程中所述反向尾迹放电同步进行，该休眠时间为预设时间本领域技术人员可根据多次尾迹放电取最大值作为预设时间。

在步骤G中反向尾迹放电结束，重置各控制端口信号。反向尾迹放电结束后，计时器计时结束，计时结束后处理器304被唤醒。处理器304重置各控制端口信号，处理器304可按照表1所示状态重置各控制端口信号。处理还可将所有控制端口信号设置为关闭状态。一种典型的重置方式为：关闭直流升压模块DC-DC Booster，第一充电控制端口CS1为高电平信号，第二充电控制端口CS2输出低电平信号；第一放电控制端口PR1输出低电平信号，第二放电控制端口PR2输出高电平信号，电刺激治疗电极214接地端口输出低电平信号。

综上所述本申请通过并联PMOS管和NMOS管并且对导通和截至电压进行限定筛选使得所述PMOS管导通动作在所述NMOS管截至动作之前，使得充电电流得以延续，这样所述电容Cp可按照设定充至所述直流升压模块DC-DC Booster支持的任意电压。同时通过上述方案解决了场效应管上管方案对电容Cp充电过程中升压导致断流的问题。通过巧妙设置放电电路和直流升压模块预设电压，解决了满电电容放电开关驱动电压适配的问题。并且驱动电路和PMOS管以及NMOS管组成的开关电路结构简单功耗低能够维持植入式医疗设备在人体内6-10年持续工作。