抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法

摘要

本发明提供一种抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法，包括：比较模块；差分运算模块，产生第一、第二失配信号；压控振荡模块，基于第一、第二失配信号产生第一、第二振荡信号；计数模块，对第一、第二振荡信号进行计数；数字控制模块，基于计数值产生控制信号；译码模块，对控制信号进行译码得到修调信号。比较模块的正相和反相输入端接收共模信号，输出第一、第二失配信号；分别对第一、第二失配信号进行量化；基于计数值产生控制信号以对比较模块的负载大小或输入管尺寸进行修调。本发明完全自动化，消耗面积小，占用时间少，且对比较器本身的带宽影响非常小；同时，由于本发明在芯片上电时执行，因此可追踪失调电压的漂移。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路设计领域，特别是涉及一种抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法。

背景技术

比较器是绝大部分模数转换器（Analog to Digital Converter，ADC）最常用的模块。无论是逐次转换ADC，sigma-delta ADC，还是Flash ADC，比较器都是其重要一个模块，比较器的失调（offset）直接影响到ADC输出精度，甚至使得输出饱和，影响ADC正常工作。因此，比较器的设计一般会重点考虑如何去抑制或者消除失调电压。

现有技术中，一般采用增大比较器输入对管尺寸和输出负载尺寸的方法来从设计端抑制比较器的失调电压，输入对管和输出负载的尺寸增大相对的失配就会减小，失调电压就会较小，但是这样的设计会占用较大的面积，特别是当比较器使用较多的时候；比如像Flash ADC，其比较器数目随转换精度指数增长，3bit需要7（按2

另外一种方法是在设计中引入一个自动存储抵消机制，即先将输入短接，然后将输出连接到电容上，这样等效输出的失调电压就被存到电容上，等正常转换时候再用实际输出减去电容上存储的失调电压，以此抵消比较器的失调。此种方法也属于自动校准方法，但是需要提供一个额外的相位让比较器每次正常工作前，先进入输入短接模式来存储失调电压，显然此种情况会占用转换时间；另外还需要插入一个电容，该电容会增大比较器输出容性负载，降低比较器带宽；因此，此种方法不适用于超高速ADC设计中。

除了此以外，还有一种比较常用的方法就是给比较器输入一个较小的斜坡信号，去捕捉输出跳变点对应输入信号的位置，然后再根据记录的输入信号位置调整尺寸并记录在存储器中，此种方法只用校准一次，以后每次使用的时候都是从存储器中载入即可，不用占用额外的相位，但是测试难以做到全自动，且对测试用输入信号有严格要求。

因此，如何在实现比较器失调电压的自动校准的同时，减小芯片消耗面积、减少转换时间、不影响比较器带宽，已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法，用于解决现有技术中比较器失调电压的校准电路消耗芯片面积大、占用转换时间、影响比较器带宽等问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种抑制失调电压的比较器，所述抑制失调电压的比较器至少包括：

比较模块，用于对输入信号进行比较；

差分运算模块，连接所述比较模块的输出端，输出第一失配信号及第二失配信号，所述第一失配信号与所述第二失配信号为所述比较模块输出失配的差分信号；

压控振荡模块，连接所述差分运算模块的输出端，分别基于所述第一失配信号及第二失配信号产生第一振荡信号及第二振荡信号；

计数模块，连接所述压控振荡模块的输出端，在预设时间段内分别对所述第一振荡信号及所述第二振荡信号进行计数，得到第一计数值及第二计数值；

数字控制模块，连接所述计数模块的输出端，基于所述第一计数值与所述第二计数值的差值判断失调电压的极性和大小，并产生相应的控制信号；

译码模块，连接所述数字控制模块的输出端，对所述控制信号进行译码得到修调信号，基于所述修调信号对所述比较模块的负载大小或输入管尺寸进行修调，进而校准所述比较模块的失调电压。

可选地，当所述修调信号对所述比较模块的负载大小进行修调时，所述比较模块包括第一输入管、第二输入管、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、电流源、第一可调负载及第二可调负载；

所述第一输入管及所述第二输入管的源极经由所述电流源接地；所述第一输入晶体管的栅极经由所述第一开关连接反相输入信号、经由所述第二开关连接共模信号，漏极经由所述第一可调负载连接电源电压；所述第二输入晶体管的栅极经由所述第三开关连接正相输入信号、经由所述第四开关连接所述共模信号，漏极经由所述第二可调负载连接所述电源电压；所述第一可调负载及所述第二可调负载基于所述修调信号的控制调整负载大小；

其中，所述第一开关与所述第三开关接收第一开关信号，所述第二开关及所述第四开关接收第二开关信号，所述第一开关信号与所述第二开关信号为反信号。

可选地，当所述修调信号对所述比较模块的输入管尺寸进行修调时，所述比较模块包括电流源、第一负载、第二负载及多组输入对管；

各组输入对管均包括第一输入管、第二输入管、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关及第六开关，所述第一输入管及所述第二输入管的源极经由所述电流源接地；所述第一输入晶体管的栅极经由所述第一开关连接反相输入信号、经由所述第二开关连接共模信号，漏极经由所述第一负载连接电源电压；所述第二输入晶体管的栅极经由所述第三开关连接正相输入信号、经由所述第四开关连接所述共模信号，漏极经由所述第二负载连接所述电源电压；所述第五开关串联于所述第一输入管所在支路，所述第六开关串联于所述第二输入管所在支路，所述第五开关及所述第六开关的控制端连接所述修调信号，基于所述修调信号的控制调整接入所述比较模块的输入管尺寸；

其中，所述第一开关与所述第三开关接收第一开关信号，所述第二开关及所述第四开关接收第二开关信号，所述第一开关信号与所述第二开关信号为反信号。

可选地，所述差分运算模块包括第一减法运算单元及第二减法运算单元；

所述第一减法运算单元的正相输入端连接所述比较模块的反相输出端，反相输入端连接所述比较模块的正相输出端，输出第一失配信号；

所述第二减法运算单元的正相输入端连接所述比较模块的正相输出端，反相输入端连接所述比较模块的反相输出端，输出第二失配信号。

可选地，所述压控振荡模块包括第一压控振荡器及第二压控振荡器；

所述第一压控振荡器接收所述第一失配信号，并产生所述第一振荡信号，所述第一振荡信号的频率与所述第一失配信号的大小成比例；

所述第二压控振荡器接收所述第二失配信号，并产生所述第二振荡信号，所述第二振荡信号的频率与所述第二失配信号的大小成比例。

可选地，所述计数模块包括第一计数器及第二计数器；

所述第一计数器接收所述第一振荡信号，对所述第一振荡信号进行计数；

所述第二计数器接收所述第二振荡信号，对所述第二振荡信号进行计数。

可选地，所述数字控制模块还接收失调校准阈值，当所述第一计数值与所述第二计数值的差值的绝对值小于等于所述失调校准阈值时结束对失调电压的校准。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种抑制比较器失调电压的方法，所述抑制比较器失调电压的方法至少包括：

1）比较模块的正相输入端和反相输入端均接收共模信号，比较模块输出第一失配信号及第二失配信号，所述第一失配信号与所述第二失配信号为所述比较模块输出失配的差分信号；

2）分别对所述第一失配信号及所述第二失配信号进行量化，得到第一计数值和第二计数值；

3）基于所述第一计数值及所述第二计数值的差值判断失调电压的极性及大小，并产生相应的控制信号以对所述比较模块的负载大小或输入管尺寸进行修调，进而校准所述比较模块的失调电压。

可选地，步骤1）中将所述比较模块的反相输出信号减去正相输出信号得到第一失配信号，将所述比较模块的正相输出信号减去反相输出信号得到第二失配信号。

可选地，步骤2）中对所述第一失配信号及所述第二失配信号进行量化的方法包括：

分别基于所述第一失配信号及所述第二失配信号产生第一振荡信号及第二振荡信号；在预设时间内分别对所述第一振荡信号及所述第二振荡信号进行计数，以量化所述比较模块的输出失配。

可选地，所述失调电压与所述第一计数值、第二计数值的关系满足：

（VOP-VON）=K*（N2- N1）；

其中，VOP为所述比较模块的正相输出信号，VON为所述比较模块的反相输出信号，N2为所述比较模块的正相输出信号减去反相输出信号得到的第二失配信号对应的计数值，N1为所述比较模块的反相输出信号减去正相输出信号得到的第一失配信号对应的计数值，K为大于零的实数。

更可选地，所述抑制比较器失调电压的方法还包括在步骤3）之前增加步骤4）：将所述第一计数值与所述第二计数值的差值的绝对值与失调校准阈值进行比较，当所述第一计数值与所述第二计数值的差值的绝对值小于等于所述失调校准阈值时结束对失调电压的校准。

如上所述，本发明的抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法，具有以下有益效果：

本发明的抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法完全自动化，消耗面积小，占用时间少，且对比较器本身的带宽影响非常小；同时，由于本发明的抑制比较器失调电压的方法可以在芯片上电时执行，因此，即使随着器件老化失调电压发生变化，也可通过本发明的方法消除，即可追踪失调电压的漂移。

附图说明

图1显示为本发明的抑制失调电压的比较器的一种结构示意图。

图2显示为本发明的抑制失调电压的比较器的另一种结构示意图。

图3显示为本发明的抑制比较器失调电压的方法的流程示意图。

元件标号说明

1-抑制失调电压的比较器；11-比较模块；12-差分运算模块；121-第一减法运算单元；122-第二减法运算单元；13-压控振荡模块；131-第一压控振荡器；132-第二压控振荡器；14-计数模块；141-第一计数器；142-第二计数器；15-数字控制模块；16-译码模块。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1~图3。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

实施例一

如图1所示，本实施例提供一种抑制失调电压的比较器1，所述抑制失调电压的比较器1包括：

比较模块11，差分运算模块12，压控振荡模块13，计数模块14，数字控制模块15及译码模块16。

如图1所示，所述比较模块11用于对输入信号进行比较。

具体地，在本实施例中，所述抑制失调电压的比较器1通过调整所述比较模块11的负载大小实现对失调电压的校准。作为示例，所述比较模块11包括第一输入管MN1、第二输入管MN2、第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4、电流源MN3、第一可调负载R1及第二可调负载R2。所述电流源MN3的源极接地，栅极连接偏置电压（图中未显示），漏极连接所述第一输入管MN1及所述第二输入管MN2。所述第一输入管NM1的源极连接所述电流源MN3的漏极；所述第一输入管NM1的漏极经由所述第一可调负载R1连接电源电压，所述第一输入管NM1的漏极输出所述比较模块11的正相输出信号VOP；所述第一输入管NM1的栅极经由所述第一开关K1连接反相输入信号INN，还经由所述第二开关K2连接共模信号VCM。所述第二输入管NM2的源极连接所述电流源MN3的漏极；所述第二输入管NM2的漏极经由所述第二可调负载R2连接所述电源电压，所述第二输入管NM2的漏极输出所述比较模块11的反相输出信号VON；所述第二输入管NM2的栅极经由所述第三开关K3连接正相输入信号INP，还经由所述第四开关K4连接所述共模信号VCM。所述第一开关K1与所述第三开关K3接收第一开关信号Calb，所述第二开关K2及所述第四开关K4接收第二开关信号Cal，所述第一开关信号Calb与所述第二开关信号Cal为反信号。其中，所述第一可调负载R1及所述第二可调负载R2均可包括多个电阻的串并联；作为示例，所述第一可调负载R1及所述第二可调负载R2均包括多个并联的电阻，各电阻所在支路分别串联一开关，开关接收所述译码模块16输出的修调信号，通过选中相应开关调整接入所述比较模块11的电阻的数量，进而实现对负载大小的调整；作为另一示例，所述第一可调负载R1及所述第二可调负载R2均包括多个串联的电阻，各电阻分别并联一开关，开关接收所述译码模块16输出的修调信号，通过选中相应开关调整接入所述比较模块11的电阻的数量，进而实现对负载大小的调整；任意可实现负载大小可调的电路结构均适用于本发明，在此不一一赘述。

需要说明的是，在本实施例中，所述电流源MN3采用NMOS管实现，在实际使用中任意可提供电流源的器件均适用。在本实施例中，所述第一输入管MN1及所述第二输入管MN2为NMOS管，在实际使用中可替换或其他类型的器件，比如PMOS管、NPN三极管、PNP三极管，电路连接关系适应性调整，不以本实施例为限。

如图1所示，所述差分运算模块12连接所述比较模块11的输出端，输出第一失配信号及第二失配信号，所述第一失配信号与所述第二失配信号为所述比较模块11输出失配的差分信号。

具体地，在本实施例中，所述差分运算模块12包括第一减法运算单元121及第二减法运算单元122。所述第一减法运算单元121的正相输入端连接所述比较模块11的反相输出信号VON，反相输入端连接所述比较模块11的正相输出信号VOP，经过减法运算后输出第一失配信号（VON-VOP）。所述第二减法运算单元122的正相输入端连接所述比较模块11的正相输出信号VOP，反相输入端连接所述比较模块11的反相输出信号VON，经过减法运算后输出第二失配信号（VOP -VON）。

需要说明的是，任意可获取第一失配信号（VON-VOP）及第二失配信号（VOP -VON）的电路结构均适用于本发明，不限于本实施例。

如图1所示，所述压控振荡模块13连接所述差分运算模块12的输出端，分别基于所述差分运算模块12的输出信号产生第一振荡信号VCO1及第二振荡信号VCO2。

具体地，在本实施例中，所述压控振荡模块13包括第一压控振荡器131及第二压控振荡器132。所述第一压控振荡器131连接所述第一减法运算单元121的输出端，基于所述第一失配信号（VON-VOP）产生相应的第一振荡信号VCO1。所述第二压控振荡器132连接所述第二减法运算单元122的输出端，基于所述第二失配信号（VOP -VON）产生相应的第二振荡信号VCO2。所述第一振荡信号VCO1的频率与所述第一失配信号（VON-VOP）成比例（正比或反比的根据需要设置），所述第二振荡信号VCO2的频率与所述第二失配信号（VOP -VON）成比例（与第一振荡信号和第一失配信号的关系保持一致）。

如图1所示，所述计数模块14连接所述压控振荡模块13的输出端，在预设时间段内分别对所述第一振荡信号VCO1及所述第二振荡信号VCO2进行计数。

具体地，所述计数模块14包括第一计数器141及第二计数器142。所述第一计数器141连接所述第一压控振荡器131的输出端，在预设时间段内对所述第一振荡信号VCO1进行计数，得到第一计数值N1。所述第二计数器142连接所述第二压控振荡器132的输出端，在预设时间段内对所述第二振荡信号VCO2进行计数，得到第二计数值N2。

需要说明的是，基于所述压控振荡模块13及所述计数模块14将所述比较模块11的输出失配进行量化。同时由于所述第一计数器141及所述第二计数器142的存在，可通过两个计数值的相对大小判断所述比较模块11的输出失配的极性，便于修调，另外，可消除一些共同因数导致的振荡器的性能偏差（包括但不限于电源、温度、工艺），进而避免所述比较模块11的输出失配的量化精度受其影响。

如图1所示，所述数字控制模块15连接所述计数模块14的输出端，基于所述第一计数值N1与所述第二计数值N2的差值判断失调电压的极性及大小，并产生相应的控制信号。

具体地，在本实施例中，失调电压与所述第一计数值N1、第二计数值N2的关系满足：

（Vop-Von）=K*（N2- N1）；

其中，Vop为所述比较模块11的正相输出信号，Von为所述比较模块11的反相输出信号，N2为所述第二计数值，N1为所述第一计数值，K为大于零的实数，可基于实际所需检测的失调电压范围和精度设定K的值。

具体地，需要强调的是受制于模拟电路精度，失配电压不可能校准到零，实际使用的时候只要保证失调电压校准到不影响ADC精度即可。因此，作为本发明的另一种实现方式，引入了一个设定值--失调校准阈值，所述失调校准阈值定义为失调电压需要校准到的最小级别，记为ε，当所述第一计数值N1与所述第二计数值N2的差值的绝对值小于等于所述失调校准阈值ε时结束对失调电压的校准，并通过寄存器保留当前修调信号。

如图1所示，所述译码模块16连接所述数字控制模块15的输出端，对所述控制信号进行译码得到修调信号，基于所述修调信号对所述比较模块11的负载大小进行修调，进而校准所述比较模块11的失调电压。

具体地，所述译码模块16可设置于所述数字控制模块15外部，也可设置于所述数字控制模块15内部（数字控制及译码的功能通过同一功能模块实现），不以本实施例为限。

实施例二

如图2所示，本实施例提供一种抑制失调电压的比较器1，与实施例一的不同之处在于，所述抑制失调电压的比较器1通过调整所述比较模块11的输入管尺寸实现对失调电压的校准。

如图2所示，作为示例，所述比较模块11包括多组输入对管，电流源MN3，第一负载r1及第二负载r2。

具体地，各组输入对管均包括第一输入管MN1、第二输入管MN2、第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4、第五开关（图中未显示）及第六开关（图中未显示）。所述第一输入管MN1、所述第二输入管MN2、所述第一开关K1、所述第二开关K2、所述第三开关K3及所述第四开关K4的连接关系及接受的开关信号与实施例一相同，在此不一一赘述。所述第五开关串联于所述第一输入管MN1所在支路，作为示例，串联于所述第一输入管MN1的漏极；所述第六开关串联于所述第二输入管MN2所在支路，作为示例，串联于所述第二输入管MN2的漏极；所述第五开关及所述第六开关的控制端连接所述修调信号，基于所述修调信号的控制调整接入所述比较模块11的输入管尺寸。各组输入对管为并联关系，通过各组中第五开关及第六开关的导通和关断实现对各组输入对管的选择，通过改变并联的输入对管的数量调整输入对管的尺寸。

具体地，所述第一负载r1及所述第二负载r2为电阻，阻值不受修调信号的控制。

需要说明的是，任意可调整输入对管尺寸的方式均适用于本发明，不以本实施例为限。本发明的其它结构及工作原理与实施例一相同，在此不一一赘述。

实施例三

如图3所示，本实施例提供一种抑制比较器失调电压的方法，在本实施例中以实施例一或实施例二的抑制失调电压的比较器1实现本发明的抑制比较器失调电压的方法，在实际使用中任意可实现本发明的方法的硬件电路或软件代码均适用于本发明。所述抑制比较器失调电压的方法包括：

1）比较模块的正相输入端和反相输入端均接收共模信号，比较模块输出第一失配信号及第二失配信号，所述第一失配信号与所述第二失配信号为所述比较模块输出失配的差分信号。

具体地，将所述第二开关信号Cal设置为高电平，则所述第一开关信号Calb为低电平，所述比较模块11的正相输入端和反相输入端均接收共模信号VCM。如果输入管和/或负载不存在失配（也即所述比较模块11不存在失配），则所述比较模块11输出差分值（VOP-VON）应该等于0，由于制造失配不可避免，因此输出（VOP-VON）一般不为0，此值即为输出的失配电压，定义（VOP-VON）=ΔVo。

具体地，为了便于后续修调，本发明获取所述比较模块11输出失配的差分信号。作为示例，将所述比较模块11的反相输出信号VON减去正相输出信号VOP得到第一失配信号（VON-VOP），将所述比较模块11的正相输出信号VOP减去反相输出信号VON得到第二失配信号（VOP-VON）。

2）分别对所述第一失配信号及所述第二失配信号进行量化，得到第一计数值和第二计数值。

具体地，在本实施例中，基于所述第一失配信号（VON-VOP）产生第一振荡信号VCO1，所述第一振荡信号VCO1的频率与所述第一失配信号（VON-VOP）的大小成比例；基于所述第二失配信号（VOP-VON）产生第二振荡信号VCO2，所述第二振荡信号VCO2的频率与所述第二失配信号（VOP-VON）的大小成比例。然后，在预设时间内分别对所述第一振荡信号VCO1及所述第二振荡信号VCO2进行计数，得到第一计数值N1及第二计数值N2，以实现对所述比较模块11的输出失配的量化。

3）基于所述第一计数值N1及所述第二计数值N2的差值判断失调电压的极性及大小，并产生相应的控制信号以对所述比较模块11的负载大小或输入管尺寸进行修调，进而校准所述比较模块11的失调电压。

具体地，在本实施例中，所述失调电压与所述第一计数值N1、第二计数值N2的关系满足：

（VOP-VON）=K*（N2- N1）。

具体地，还包括对所述控制信号进行译码得到修调信号的步骤，以此对所述比较模块11的负载大小或输入管尺寸进行修调。

如图3所示，作为本发明的另一种实现方式，首先在步骤1）之前设置失调校准阈值ε，然后在步骤3）之前增加步骤4）：将所述第一计数值N1与所述第二计数值N2的差值的绝对值与失调校准阈值ε进行比较；若所述第一计数值N1与所述第二计数值N2的差值的绝对值小于等于所述失调校准阈值ε则结束对失调电压的校准；若所述第一计数值N1与所述第二计数值N2的差值的绝对值大于所述失调校准阈值ε则对失调电压进行校准。开始校准时，|N2-N1|一般会大于ε，随着校准的进行，负载或者输入管尺寸被修调，输出失调逐渐减小，|N2-N1|也随之减小，然后判断|N2-N1|是否减小到小于或者等于ε，如果大于ε继续修调负载或者输入管尺寸，直到|N2-N1|≤ε，计算收敛，校准结束，校准值存入寄存器中，供比较器后续工作使用。

本发明的抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法校准过程完全自动进行，不需要任何人为中断参与以及信号注入，失调的量化和反馈控制全部使用的是数字电路，因此无静态功耗，面积也非常小。另外，本校准方法未在负载端引入大电容，对比较器带宽影响甚微，同时也不需要每次在比较器比较前额外花费一个相位来存储失调，只是在芯片出厂前或用户上电时执行一次校准即可，节省时间。

综上所述，本发明提供一种抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法，包括：比较模块，用于对输入信号进行比较；差分运算模块，连接所述比较模块的输出端，输出第一失配信号及第二失配信号，所述第一失配信号与所述第二失配信号为所述比较模块输出失配的差分信号；压控振荡模块，连接所述差分运算模块的输出端，分别基于所述第一失配信号及第二失配信号产生第一振荡信号及第二振荡信号；计数模块，连接所述压控振荡模块的输出端，在预设时间段内分别对所述第一振荡信号及所述第二振荡信号进行计数，得到第一计数值及第二计数值；数字控制模块，连接所述计数模块的输出端，基于所述第一计数值与所述第二计数值的差值判断失调电压的极性和大小，并产生相应的控制信号；译码模块，连接所述数字控制模块的输出端，对所述控制信号进行译码得到修调信号，基于所述修调信号对所述比较模块的负载大小或输入管尺寸进行修调，进而校准所述比较模块的失调电压。比较模块的正相输入端和反相输入端均接收共模信号，比较模块输出第一失配信号及第二失配信号，所述第一失配信号与所述第二失配信号为所述比较模块输出失配的差分信号；分别对所述第一失配信号及所述第二失配信号进行量化，得到第一计数值和第二计数值；基于所述第一计数值及所述第二计数值的差值判断失调电压的极性及大小，并产生相应的控制信号以对所述比较模块的负载大小或输入管尺寸进行修调，进而校准所述比较模块的失调电压。本发明的抑制失调电压的比较器及抑制比较器失调电压的方法完全自动化，消耗面积小，占用时间少，且对比较器本身的带宽影响非常小；同时，由于本发明的抑制比较器失调电压的方法可以在芯片上电时执行，因此，即使随着器件老化失调电压发生变化，也可通过本发明的方法消除，即可追踪失调电压的漂移。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。