基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法

摘要

本发明涉及柔性直流输电领域，尤其涉及一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法，步骤包括：S1，基于桥臂电流差模分量的动态方程设计二阶扰动观测器；S2，根据二阶扰动观测器实时估计扰动量；S3，根据估计扰动量实现对消，从而控制模块化多电平换流器交流侧功率解耦。该方法不需要精确的数学模型，实现简单，效果好，鲁棒性强，具有较强的应用价值。

说明书

技术领域

本发明涉及柔性直流输电领域，尤其涉及一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法。

背景技术

基于模块化多电平换流器(MMC)的柔性直流输电成为了柔性直流输电技术的主要发展方向。MMC通过使用子模块级联方式，不依赖器件直接串联，具有开关频率低、开关损耗小、波形质量好、易于扩容等优点。子模块拓扑分为半桥电路、全桥电路、双钳位电路、三电平电路等。虽然全桥电路和双钳位电路具有直流故障自清理能力，但半桥电路因其控制简单、成本低而成为主流拓扑结构。

MMC作为柔性直流输电工程的关键设备，桥臂的子模块数量众多。交直流侧能量通过桥臂子模块电容耦合，子模块电容电压具有强烈的非线性特性，且不易测量。为了避免不稳定，通常采用上(下)桥臂子模块电容电压之和的期望值代替实测值计算调制系数，从而导致交流侧有功功率和无功功率之间存在强烈的耦合。现有的方式通常是建立数学模型对耦合因素进行分析，然后对耦合部分进行对消来消除耦合。由于MMC的非线性及复杂耦合，难以建立精确的解析模型，因此基于解析表达式对消的方式并不能实现真正的功率解耦控制。

发明内容

本发明克服了现有技术中由于MMC的非线性及复杂耦合而不能通过建立解析模型实现真正的功率解耦控制的问题，采用扰动观测器理论，不需要精确的数学模型，而将未建模动态、参数变化引起的内部扰动、以及外部扰动等各种扰动统一起来进行集中估计，然后基于扰动估计值进行对消，实现功率解耦，提出了一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法。

为了实现上述发明目的，本发明提供了以下技术方案：

一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法，包括以下步骤：

S1，基于桥臂电流差模分量的动态方程设计二阶扰动观测器；

S2，根据所述二阶扰动观测器实时估计扰动量；

S3，根据所述估计扰动量实现对消，从而控制模块化多电平换流器交流侧功率解耦。

作为本发明的优选方案，步骤S1中，所述桥臂电流差模分量的动态方程为dq同步旋转坐标系下的差模电流状态方程，表达式为：

其中，L

作为本发明的优选方案，采用虚拟阻抗增加了系统阻尼，在步骤S1中的所述桥臂电流差模分量的动态方程中引入了改进后的调制系数，得到了改进后的桥臂电流差模分量的动态方程，所述改进后的调制系数为：

作为本发明的优选方案，所述改进后的桥臂电流差模分量的动态方程为：

其中，

作为本发明的优选方案，步骤S1中，基于所述改进后的桥臂电流差模分量的动态方程，得到的二阶扰动观测器的观测器结构为：

ε

其中，k

作为本发明的优选方案，步骤S3中，用于控制模块化多电平换流器交流侧功率解耦的控制量方程为：

其中，PI()表示PI控制器，i

基于相同的构思，本发明还提出了一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制系统，包括至少一个处理器，以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行上述任一项所述的方法。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

采用了基于虚拟阻抗和子模块电容电压参考值的直接调制策略，避免了子模块电容电压的直接测量，采用虚拟阻抗增加了系统阻尼，计算简单。基于直接调制策略，采用差模分量和共模分量表示法建立了MMC桥臂电流差模分量在dq旋转坐标系下的动态方程，MMC交流侧功率解耦控制转化为MMC桥臂电流差模分量的dq轴分量的电流解耦控制。基于桥臂电流差模分量的动态方程设计了二阶扰动观测器，实现了扰动量的实时估计。基于实时的扰动估计值对消实现了电流解耦控制，从而实现了功率解耦控制。该方法不需要精确的数学模型，实现简单，效果好，鲁棒性强，具有较强的应用价值。

附图说明：

图1为本发明实施例1中一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法的流程图；

图2为本发明实施例1中三相模块化多电平换流器拓扑结构图；

图3为本发明实施例1中三相静止坐标系与同步旋转坐标系的关系图；

图4为本发明实施例1中基于扰动估计的模块化多电平换流器的功率解耦控制结构图；

图5为本发明实施例1中根据本发明实施例的进行实验建模的算例分析结果中的有功/无功功率波形图；

图6为本发明实施例1中根据本发明实施例的进行实验建模的算例分析结果中的差模/共模电流波形图；

图7为本发明实施例1中根据本发明实施例的进行实验建模的算例分析结果中的换流器出口相电压波形/A相子模块电容电压波形图；

图8为本发明实施例1中根据本发明实施例的进行实验建模的算例分析结果中的二阶扰动观测器的状态变量图。

具体实施方式

下面结合试验例及具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。

实施例1

一种基于扰动估计的模块化多电平换流器功率解耦控制方法的流程图如图1所示，该方法包括以下步骤：

S1，基于桥臂电流差模分量的动态方程设计二阶扰动观测器；

S2，根据所述二阶扰动观测器实时估计扰动量；

S3，根据所述估计扰动量实现对消，从而控制模块化多电平换流器交流侧功率解耦。

以下给出了该方法的推到过程和原理：

图2示出了三相模块化多电平换流器拓扑结构示意图，换流器每一相由上、下桥臂功率单元(Power Unit，PU)组成，上桥臂(或下桥臂)PU由25个相同结构半桥子模块(HalfBridge-Circuit Sub Module，HB-C SM)级联和一个桥臂电抗器L

MMC为交直流耦合系统，引入差模与共模分量表示法简化系统分析。定义变量x的共模分量为

由电路拓扑，可得j相电流动态为：

令

可见，桥臂电流差模分量i

另外，桥臂电压通过投切子模块电容得到。如图2所示，当开关S1导通，S2断开时，u

u

u

其中，u

令

假设子模块电容电压已实现均衡控制，则电容电压动态为：

其中，i

采用差模与共模表示法，方程(9)和(10)可表示为：

可见，电容电压的差模与共模分量具有复杂非线性特性。

由于电容电压难以测量，且缺乏阻尼直流电网易于振荡，因此将调制系数设定为：

其中，

如图2所示MMC三相网侧电流存在如下关系：

i

其中，i

一般在同步旋转坐标系中研究三相功率，三相静止坐标系与同步旋转坐标系的关系如图3所示，可得变量关系为：

其中，

d轴以电网电压空间矢量定向，可得u

P

Q

其中u

根据(3)式，可得dq同步旋转坐标系下的差模电流状态方程表达式：

其中L

进一步地，把式(14)代入式(19)和(20)可得

其中，v

把式(14)代入式(19)和(20)的过程为：

由于

式(21)(22)可进一步写为：

其中

其中，k

基于(25)的扩展状态观测器，可得控制量为：

其中，PI()表示PI控制器，i

图4示出了基于扰动估计的模块化多电平换流器的功率解耦控制结构图，一是基于桥臂电流差模分量的动态方程设计二阶扰动观测器，二是根据所述二阶扰动观测器实时估计扰动量，三是根据所述估计扰动量实现对消，从而控制模块化多电平换流器交流侧功率解耦。实验建模的算例结果如图5～8所示，图5有功/无功功率波形图；图6为差模/共模电流波形图；图7为换流器出口相电压波形/A相子模块电容电压波形图；图8为二阶扰动观测器的状态变量图。分析算例结果可知，基于扰动估计的模块化多电平换流器的功率解耦控制算法可较好实现交流侧有功功率和无功功率解耦控制，得到平滑的功率波形和均压效果良好子模块电容电压波形，体现出该控制方法下的系统具有快速响应和超调量低等优点。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。