全通滤波器结构超宽带数字移相器

摘要

本发明公开的一种全通滤波器结构超宽带数字移相器，旨在提供一种结构紧凑，插入损耗小，在版图中较易实现的超宽带数字移相器。该数字移相器由5.625°、11.25°、22.5°、45°、90°和180°移相单元组成。该移相器以5.625°为移相步进在0～360°的范围内实现64种移相状态。通过单刀双掷开关在两种不同状态的全通滤波器之间切换实现宽带移相。该移相器具有工作频带宽，结构紧凑，电路面积小，插入损耗小的优点，在集成芯片应用中具有非常明显的优势。

说明书

技术领域

本发明涉及一种主要用于微波单片集成电路(MMIC)领域的全通滤波器结构超宽带数字移相器。

背景技术

通常地，微波移相器是能改变电磁波相位的装置,它是相控阵天线的关键部件，相控阵是依靠射频前端中的移相器来实现波束的扫描。移相器的性能对整个雷达系统起着至关重要的作用。相控阵天线的每个单元都需要一个移相器来控制天线阵的波束指向；在捷变极化中，如果在天线的两个馈电点之间加数字正交移相器可以实现天线的圆极化和线极化的捷变；要改变电磁波的极化方式时要用到移相器；移相器是一种二端口网络，用于提供输入和输出信号之间的相位差，可以由控制信号(直流偏置)来控制。移相器有模拟移相器和数字移相器之分，其中模拟移相器可以通过控制信号的连续变化使得相移差值连续改变。数字式移相器大多是利用不同长度的传输线构成，同样物理长度的传输线对不同频率呈现不同相移，因此移相器工作频带大多是窄带的。现有技术公开的超宽带反射型数字移相器，虽然相位可以有不错的精度，但是驻波和插损只是在部分频段内达到正常系统应用要求，实现面积小、驻波好、插损小的超宽带数字电控移相器，更加难于设计和制造。中国专利申请公开号CN2015209067929和文献K.Miyaguchi,M.Hieda,K.Nakahara An,etc，Ultra-Broad-Band Reflection-Type Phase-Shifter MMIC With Series and Parallel LCCircuits,IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES,VOL.49,NO.12,DECEMBER 2001]均采用反射型结构，该结构可以拓展带宽，但该类型移相器的面积较大，尤其是在低频段，不利于电路的小型化。[Xinyi Tang,and Koen Mouthaan,Design of LargeBandwidth Phase Shifters Using Common Mode All-Pass Networks IEEE MICROWAVEAND WIRELESS COMPONENTS LETTERS,VOL.22,NO.2,FEBRUARY 2012]提出了一种基于磁耦合的APN(All Pass Filter)型移相器，该移相器适用于具有多个倍频程的超宽带电路中。其对全通滤波器的理论分析是基于理想模型，但在实际版图仿真设计中会有各种寄生效应，且由于工作带宽较宽，在工作通带高频段的相位平坦度较差。另外，版图仿真时需要反复调整模型尺寸以达到需要的参数，此过程非常耗时。

由于传统传输线型滤波器的工作带宽较窄，为了拓展带宽，可以将多个高通滤波器(HPF，High Pass Filter)、低通滤波器(LPF，Low Pass Filter)进行级联，但这会增大电路面积，不利于电路的小型化。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的是针对现有技术存在的不足之处，提供一种具有工作频带宽，结构紧凑，电路面积小，插入损耗小，在版图中较易实现且具有宽带工作特性的全通滤波器结构超宽带数字移相器。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：一种全通滤波器结构超宽带数字移相器，包括：依次级联的180°移相单元电路、45°移相单元电路、11.25°移相单元电路、5.625°移相单元电路、22.5°移相单元电路和90°移相单元电路。所述180°移相单元电路和90°移相单元电路采用相同的拓扑结构，所述45°移相单元电路、22.5°移相单元电路、11.25°移相单元电路、5.625°移相单元电路采用相同的拓扑结构。数字移相器以5.625°为相移步进值，在0～360°的范围内总共实现64种相移状态。

180°移相单元电路和90°移相单元电路采用相同的拓扑结构，分别作为数字移相器的输入端和输出端，其结构包括第一单刀双掷开关SW1，第二单刀双掷开关SW2，第一移相网络UN，第二移相网络LN；通过开关在两个移相网络UN、LN之间切换，分别实现180°和90°移相；第一移相网络UN第一端与所述第一单刀双掷开关SW1的第一端连接，第一移相网络UN的第二端与所述第二单刀双掷开关SW2的第一端连接，第二移相网络LN第一端与所述第二单刀双掷开关SW2的第一端连接，第二移相网络LN的第二端与所述第二单刀双掷开关SW2的第二端连接；第一移相网络UN由两个相同的第一全通滤波器APN1与低通滤波器LPF级联而成，低通滤波器LPF位于第一移相网络UN的中间，两个第一全通滤波器APN1分别位于第一移相网络UN的两端；第二移相网络LN由两个相同的第二全通滤波器APN2与高通滤波器HPF级联而成，高通滤波器HPF位于第二移相网络LN的中间，两个第二全通滤波器APN2分别位于第二移相网络LN的两端。

45°、22.5°、11.25°、5.625°移相单元电路采用相同的拓扑结构，选择合适的全通滤波器网络中的电感、互感与电容值，通过开关在两个移相网络之间切换，从而分别实现移相45°、22.5°、11.25°和5.625°；其结构包括：第三单刀双掷开关SW3，第四单刀双掷开关SW4，第三全通滤波器APF3和第四全通滤波器APF4；第三全通滤波器APF3的第一端与所述第三单刀双掷开关SW3的第一端连接，第三全通滤波器APF3的第二端与所述第四单刀双掷开关SW4的第一端连接，第四全通滤波器APF4的第一端与所述第三单刀双掷开关SW3的第二端连接，第四全通滤波器APF4的第二端与所述第四单刀双掷开关SW4的第二端连接。

高通滤波器HPF采用T型结构，或采用π型结构，所述低通滤波器LPF也采用T型结构，或采用π型结构。

全通滤波器APNi采用串联电容型，包括相互耦合的第一电感L

全通滤波器APNi在版图设计时，其结构中第一电感L

单刀双掷开关SW

本发明相比于现有技术具有如下有益效果：

(1)180°移相单元电路、45°移相单元电路、11.25°移相单元电路、5.625°移相单元电路、22.5°移相单元电路、90°移相单元电路依次级联，采用该拓扑可以减小高位移相单元对低位移相单元的牵引，改善级间匹配，提高移相精度。

(2)与基于传统全通滤波器的移相器相比，通过在全通滤波器的版图中引入一个0.5～1皮法的电容，使得工作通带高频段的相位变得平坦，有利于超宽带移相器的设计。另外，由于增加了一个设计自由度，可以很快得到所需的参数值，大大提高了设计效率。最后，由于0.5～1皮法电容的引入，可以获得较好的回波损耗特性。

(3)整个移相器的插入损耗小，移相精度高。由仿真结果可知：在f1～9f1的频率范围内，最大插入损耗小于12dB，回波损耗大于17dB，移相精度小于4°。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1为本发明全通滤波器结构超宽带数字移相器的原理框图。

图2是图1的180°移相单元电路和90°移相单元电路的原理图。

图3是图1的45°、22.5°、11.25°和5.625°移相单元电路的原理图。

图4是全通滤波器的原理图。

图5是本发明的全通滤波器的版图。

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

具体实施方式

参阅图1。在以下描述的优选实施例中，一种全通滤波器结构超宽带数字移相器，包括：依次级联的180°移相单元电路、45°移相单元电路、11.25°移相单元电路、5.625°移相单元电路、22.5°移相单元电路和90°移相单元电路，其中：180°移相单元电路和90°移相单元电路采用相同的拓扑结构，45°、22.5°、11.25°、5.625°移相单元电路采用相同的拓扑结构，数字移相器以5.625°为相移步进值，在0～360°的范围内总共实现64种相移状态；

本实施例中，开关采用GaAs pHEMT型晶体管，其导通时等效为一个1～3欧姆的电阻，关断时等效为10～30飞法的电容。

参阅图2。180°移相单元电路和90°移相单元电路采用相同的拓扑结构，分别作为数字移相器的输入端和输出端，其结构包括第一单刀双掷开关SW1，第二单刀双掷开关SW2，第一移相网络UN，第二移相网络LN。第一移相网络UN第一端与所述第一单刀双掷开关SW1的第一端连接，第一移相网络UN的第二端与所述第二单刀双掷开关SW2的第一端连接，第二移相网络LN第一端与所述第二单刀双掷开关SW2的第一端连接，第二移相网络LN的第二端与所述第二单刀双掷开关SW2的第二端连接。第一移相网络UN由两个相同的第一全通滤波器APN1与低通滤波器LPF级联而成，低通滤波器LPF位于第一移相网络UN的中间，两个第一全通滤波器APN1分别位于第一移相网络UN的两端。第二移相网络LN由两个相同的第二全通滤波器APN2与高通滤波器HPF级联而成，高通滤波器HPF位于第二移相网络LN的中间，两个第二全通滤波器APN2分别位于第二移相网络LN的两端。通过开关在两个移相网络UN、LN之间切换，分别实现180°和90°移相。

当第一单刀双掷开关SW1和第二单刀双掷开关SW2同时指向上半边支路时，第一移相网络UN导通，相位为正，可以作为基态。当第一单刀双掷开关SW1和第二单刀双掷开关SW2同时指向下半边支路时，第二移相网络LN导通，相位为负，可以作为移相态。移相态减去基态可以实现大的移相位。采用本发明的移相结构，选取合适的电感、电容以及互感值，在得到需要的移相度的同时，还可以得到较小的插入损耗以及良好的回波损耗。举例说明，在f

高通滤波器HPF可以采用T型结构，也可以采用π型结构。所述低通滤波器LPF可以采用T型结构，也可以采用π型结构。

参阅图3。45°、22.5°、11.25°、5.625°移相单元电路采用相同的拓扑结构，选择合适的全通滤波器网络中的电感、互感与电容值，通过开关在两个移相网络之间切换，从而分别实现移相45°、22.5°、11.25°和5.625°。其结构包括：第三单刀双掷开关SW3，第四单刀双掷开关SW4，第三全通滤波器APF3和第四全通滤波器APF4。第三全通滤波器APF3的第一端与所述第三单刀双掷开关SW3的第一端连接，第三全通滤波器APF3的第二端与所述第四单刀双掷开关SW4的第一端连接，第四全通滤波器APF4的第一端与所述第三单刀双掷开关SW3的第二端连接，第四全通滤波器APF4的第二端与所述第四单刀双掷开关SW4的第二端连接。

当第三单刀双掷开关SW3和第四单刀双掷开关SW4同时指向上半边支路时，全通滤波器APF3导通，相位为正，电路移相量较小，可以作为基态。当第三单刀双掷开关SW3和第四单刀双掷开关SW4同时指向下半边支路时，全通滤波器APF4导通，相位为负，电路移相量较大，可以作为移相态。移相态减去基态可以实现所需的移相。在f

参阅图4。全通滤波器APNi采用串联电容型，包括相互耦合的第一电感L

参阅图5。全通滤波器APNi在版图设计时，其结构中第一电感L

本实施例的全通滤波器的版图实现形式，通过在全通滤波器的输入输出端口之间加载一个0.5～1皮法的电容，可以很方便地控制两个相互缠绕的电感L

采用本实施例的数字移相器，在f

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。