一种频率调制装置、开关电源及其频率调制方法

摘要

本发明公开了一种频率调制装置、开关电源及其频率调制方法，该装置包括：波形发生单元(10)，用于产生一个用于对待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的周期信号；频率调制单元(20)，用于基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，得到用于对所述待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的频率调制电流；RC振荡单元(30)，用于基于所述频率调制电流进行RC振荡处理，得到频率振动信号，以作为所述待控开关电源的时钟信号。本发明的方案，可以解决现有技术中使用固定频率振荡器的开关电源的EMC性能差的问题，达到提升EMC性能的效果。

说明书

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种频率调制装置、开关电源及其频率调制方法，尤其涉及一种全新的频率调制技术的实现装置、具有该装置的开关电源及其频率调制方法。

背景技术

在集成电路行业的发展中，开关电源系统应用越来越广泛。与此同时，开关电源系统本身对外界的干扰性能(即EMC)将受到越来越苛刻的要求和限制。在开关电源的原理中，需要用到振荡器模块。而传统振荡器的输出频率是固定频率，而使用固定频率振荡器的开关电源其EMC性能会很差。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述缺陷，提供一种频率调制装置、开关电源及其频率调制方法，以解决现有技术中使用固定频率振荡器的开关电源的EMC性能差的问题，达到提升EMC性能的效果。

本发明提供一种频率调制装置，包括：波形发生单元、频率调制单元和RC振荡单元；其中，所述波形发生单元，用于产生一个用于对待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的周期信号；所述频率调制单元，用于基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，得到用于对所述待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的频率调制电流；所述RC振荡单元，用于基于所述频率调制电流进行RC振荡处理，得到频率振动信号，以作为所述待控开关电源的时钟信号。

可选地，其中，所述波形发生单元，还用于产生一个用于与所述周期信号进行比较的基准信号；所述频率调制单元基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，具体为：基于所述周期信号和所述基准信号进行电压电流转换和运算处理。

可选地，所述频率调制单元，包括：电压电流转换模块和运算模块；其中，所述电压电流转换模块，包括：第一电流镜、第二电流镜和第三电流镜；所述第二电流镜，分别与所述第一电流镜和所述第三电流镜相连；所述第三电流镜，还与所述RC振荡单元相连；所述运算模块，包括：基准模块和控制模块；所述基准模块和所述控制模块，分别与所述波形发生单元、所述第一电流镜和所述第三电流镜相连。

可选地，所述第一电流镜，包括：第一MOS管和第二MOS管；所述第二电流镜，包括：第三MOS管和第四MOS管；所述第三电流镜，包括：第五MOS管和第六MOS管；其中，所述第一MOS管的栅极及漏极、所述第二MOS管的栅极及漏极、所述第三MO管的栅极及漏极、所述第四MOS管的栅极、所述第五MOS管的源极、以及所述第五MOS管的源极相连；所述第一MOS管的源极连接至所述基准模块，所述第二MOS管的源极连接至所述控制模块，所述第四MOS管的漏极、所述第五MOS管的漏极及栅极、以及所述第六MOS管的栅极相连；所述第六MOS管的源极连接至所述RC振荡单元。

可选地，其中，在所述第一电流镜中，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述第三MOS管和所述第四MOS管，均为NMOS管；在所述第三电流镜中，所述第五MOS管和所述第六MOS管，均为PMOS管；和/或，所述第二电流镜，包括：比例缩放电流镜。

可选地，所述基准模块，包括：第七MOS管或采样电阻；所述控制模块，包括：第八MOS管；其中，若所述基准模块包括第七MOS管，则所述第七MOS管的栅极连接至所述波形发生单元的基准信号输出端，所述第七MOS管的漏极连接至所述第一电流镜；若所述基准模块包括采样电阻，则所述采样电阻连接至所述第一电流镜；所述第八MOS管的栅极连接至所述波形发生单元的周期信号输出端，所述第八MOS管的漏极连接至所述第一电流镜。

可选地，所述第七MOS管和所述第八MOS管，均为NMOS管。

可选地，所述波形发生单元，包括：三角波信号、正弦振荡信号、余弦振荡信号、方波振荡信号中的任一种信号的信号发生电路。

可选地，所述RC振荡单元，包括：RC振荡器。

与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种开关电源，包括：以上所述的频率调制装置。

与上述开关电源相匹配，本发明再一方面提供一种开关电源的频率调制方法，包括：通过波形发生单元，产生一个用于对待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的周期信号；通过频率调制单元，基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，得到用于对所述待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的频率调制电流；通过RC振荡单元，基于所述频率调制电流进行RC振荡处理，得到频率振动信号，以作为所述待控开关电源的时钟信号。

本发明的方案，通过在集成电路中基于传统RC振荡器实现频率调制，能够稳定地实现芯片的开关频率调制，能极大地优化开关电源的EMC性能，且调制方式简单、灵活。

进一步，本发明的方案，通过由电压电流转换和运算电路将周期信号转换成频率调制电流输入振荡器，可以实现芯片的开关频率调制，提升开关电源的EMC性能，且可靠性高、安全性好。

进一步，本发明的方案，通过由电压电流转换和运算电路将不同波形的周期信号转换成频率调制电流输入振荡器，可以应用于多种需要频率调制的场合，且频率调制的灵活性好、可靠性高。

由此，本发明的方案，通过由电压电流转换和运算电路将周期信号转换成频率调制电流输入振荡器，实现对振荡器输出频率进行调制，解决现有技术中使用固定频率振荡器的开关电源的EMC性能差的问题，从而，克服现有技术中EMC性能差、可靠性低和安全性差的缺陷，实现EMC性能好、可靠性高和安全性好的有益效果。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明的频率调整装置的一实施例的结构示意图；

图2为传统的振荡器结构示意图；

图3为本发明的频率调整装置(如带频率调制功能的振荡器)的一具体实施例的结构示意图；

图4为本发明的频率调整装置(如频率调制电路)的一优选实施例的结构示意图；

图5为本发明的频率调整装置(如频率调制电路的变形电路)的一替代实施例的结构示意图；

图6为传统振荡器的频率曲线示意图；

图7为本发明的频率调整装置(如带频率调制的振荡器)的一实施例的频率曲线示意图；

图8为本发明的开关电源的频率调整方法的一实施例的流程示意图。

结合附图，本发明实施例中附图标记如下：

10-波形发生单元；20-频率调制单元；30-RC振荡单元(如传统RC振荡器或传统IRC振荡器)。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

根据本发明的实施例，提供了一种频率调制装置。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。该频率调制装置可以包括：波形发生单元10、频率调制单元20和RC振荡单元30，所述波形发生单元10、所述频率调制单元20和所述RC振荡单元30依次连接。

在一个可选例子中，所述波形发生单元10，可以用于产生一个可以用于对待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的周期信号，也就是产生一个可以用于对待进行频率调制的开关电源进行频率调制所需的周期信号。

可选地，所述波形发生单元10，可以包括：三角波信号、正弦振荡信号、余弦振荡信号、方波振荡信号中的任一种信号的信号发生电路。

例如：波形产生单元为周期振荡的三角波信号。实际上产生正弦振荡信号、余弦振荡信号、方波振荡信号，以及其他各种周期振荡信号均可实现频率调制功能。

由此，通过基于多种周期性振荡信号的信号发生电路产生所需的周期信号，使得该频率调制装置的适用范围广，且频率调制的灵活性好、可靠性高。

在一个可选例子中，所述频率调制单元20，可以用于基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，得到可以用于对所述待控开关电源(即待控开关电源、或对待进行频率调制的开关电源)的时钟信号进行频率调制所需的频率调制电流。

例如：图3的左半部分，即图4除振荡器框外的部分，即为频率调制电路。此部分即为本发明技术的原理实现。该电路的作用是产生频率调制电流⊿I，⊿I产生的基本原理图3～图5均可示意。

在一个可选例子中，所述RC振荡单元30，可以用于基于所述频率调制电流进行RC振荡处理，得到频率振动信号，以作为所述待控开关电源的时钟信号。

例如：如图2所示，初始状态，电容电压为0，比较器比较电容电压与基准电压VREFH，输出的CLK信号为低电平信号。于是输出的CLK信号(即电容电压为0时输出的低电平信号)信号控制上开关导通，电流流入电容进行充电；当电容电压充到超过基准电压VREFH，比较器翻转，输出的CLK信号变为高电平，同时选择逻辑将比较器同向端基准电压切换为另一基准电压VREFL。接着该CLK信号(即电容电压充到超过基准电压VREFH时输出的高电平信号)控制下开关导通，电流从电容流出进行放电；当电容电压放到低于基准电压VREFL时，比较器再次翻转，输出的CLK信号为低电平信号，选择逻辑将比较器同向端基准电压切换回前一基准电压VREFH，接着CLK信号(即电容电压放到低于基准电压VREFL时输出的低电平信号)控制上开关导通，重新开始充电过程，于是输出的CLK信号为周期振荡信号。

例如：如图3至图5所示的例子，当Vx＝0时，频率调制电流最大，频率调制电流⊿I＝0.1I，此时充放电电流被调制为1.05I，故频率被调制为：

f＝1.05*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝1.05*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx上升，⊿I从0.1I下降，充放电亦从1.05I下降，频率亦随之下降。

当Vx≥Vb时，频率调制电流最小，⊿I＝0，此时充放电电流被调制为0.95I，故频率被调制为：

f＝0.95*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝0.95*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx下降，⊿I从0开始上升，充放电亦从0.95I开始上升，频率亦随之升高。

由此，通过设置频率调制单元，对波形发生单元产生的周期信号进行电压电流转换和运算处理得到相应的频率调制电流，进而通过RC振荡单元基于该频率调制电流进行RC振荡处理，得到所需的时钟信号，有利于提升待控开关电源的EMC性能，且频率调制的结构简单、灵活性好。

可选地，所述RC振荡单元30，可以包括：RC振荡器。

由此，通过利用RC振荡器基于频率调制电流实现RC振荡，产生频率可调的时钟信号，结构简单、且可靠性高。

在一个进一步可选例子中，所述波形发生单元10，还可以用于产生一个可以用于与所述周期信号进行比较的基准信号(如基准信号Vb或基准信号VH)，作为一个可以用于与所述周期信号进行比较的设定基准信号。

在一个进一步可选例子中，所述频率调制单元20基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，具体为：所述频率调制单元20具体还可以用于基于所述周期信号和所述基准信号进行电压电流转换和运算处理。

例如：参见图3至图5所示的例子，由波形产生单元产生一个周期信号Vx，信号Vx的周期远低于振荡器的振荡频率f0。再由电压电流转换和运算电路将周期信号Vx转换成频率调制电流输入振荡器，即对振荡器输出频率进行调制。

由此，通过利用波形发生单元在产生周期信号的同时也产生一个基准信号，进而通过频率调制单元基于该周期信号和基准信号进行电压电流转换和运算处理得到所需的频率调制电流，使得运算的基准可灵活调整，有利于进一步提升频率调制的灵活性和通用性。

可选地，所述频率调制单元20，可以包括：电压电流转换模块和运算模块。

具体地，所述电压电流转换模块，可以包括：第一电流镜、第二电流镜和第三电流镜。所述第二电流镜，分别与所述第一电流镜和所述第三电流镜相连。所述第三电流镜，还与所述RC振荡单元30相连。其中，所述第一电流镜和所述第三电流镜，可以用于结合第二电流镜的比例缩放处理，实现电压电流转换处理，得到所需频率调制电流。所述第二电流镜，可以用于实现比例缩放处理。例如：所述第一电流镜，可以包括：NMOS管。所述第三电流镜，可以包括：PMOS管。

具体地，所述运算模块，可以包括：基准模块和控制模块。所述基准模块和所述控制模块，分别与所述波形发生单元10、所述第一电流镜和所述第三电流镜相连。其中，所述基准模块，可以用于提供一个可以用于与所述周期信号进行比较的固定基准信号、或接收一个可以用于与所述周期信号进行比较的设定基准信号。所述控制模块，可以用于接收所述周期信号，并基于所述周期信号与所述固定基准信号或设定基准信号的比较结果控制所述第一电流镜和所述第三电流镜。

例如：频率调制电路结构如图4所示，其由波形产生单元(图4虚线框部分)和电压电流转换和运算电路(图4其余部分)。

由此，通过第一至三电流镜实现电压电流转换处理，通过基准模块和控制模块实现运算处理，进而实现基于周期信号和固定基准信号或设定基准信号的频率调制处理，结构简单，且可靠性高、稳定性好。

更可选地，所述第一电流镜，可以包括：第一MOS管和第二MOS管。所述第二电流镜，可以包括：第三MOS管和第四MOS管。所述第三电流镜，可以包括：第五MOS管和第六MOS管。

具体地，所述第一MOS管的栅极及漏极、所述第二MOS管的栅极及漏极、所述第三MO管的栅极及漏极、所述第四MOS管的栅极、所述第五MOS管的源极、以及所述第五MOS管的源极相连。

具体地，所述第一MOS管的源极连接至所述基准模块，所述第二MOS管的源极连接至所述控制模块，所述第三MOS管的源极接地，所述第四MOS管的源极接地，所述第四MOS管的漏极、所述第五MOS管的漏极及栅极、以及所述第六MOS管的栅极相连。所述第六MOS管的源极连接至所述RC振荡单元30。

由此，通过第一至六MOS管构成第一至三电流镜，结构简单、且稳定性好。

更进一步可选地，在所述第一电流镜中，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述第三MOS管和所述第四MOS管，均为NMOS管。在所述第三电流镜中，所述第五MOS管和所述第六MOS管，均为PMOS管。

更进一步可选地，所述第二电流镜，可以包括：比例缩放电流镜。

由此，通过NMOS管、PMOS管和比例缩放电流镜的搭配设置，实现电压电流转换和运算处理，处理过程简单、处理结果可靠。

更可选地，所述基准模块，可以包括：第七MOS管或采样电阻。所述控制模块，可以包括：第八MOS管。

具体地，若所述基准模块可以包括第七MOS管，则所述第七MOS管的栅极连接至所述波形发生单元10的基准信号输出端，所述第七MOS管的漏极连接至所述第一电流镜(如所述第七MOS管的漏极连接至所述第一MOS管的源极)，所述第七MOS管的源极接地。

或者，若所述基准模块可以包括采样电阻，则所述采样电阻连接至所述第一电流镜。例如：所述采样电阻的第一连接端连接至所述第一MOS管的源极，所述采样电阻的第二连接端接地。

具体地，所述第八MOS管的栅极连接至所述波形发生单元10的周期信号输出端，所述第八MOS管的漏极连接至所述第一电流镜(如所述第八MOS管的漏极连接至所述第二MOS管的源极)，所述第八MOS管的源极接地。

由此，通过第七MOS管或采样电阻作为基准模块，可以根据实际对基准信号的需求灵活设置基准模块，适用范围广、处理灵活性好；通过第八MOS管作为控制模块，结构简单、且可靠性高。

其中，所述第七MOS管和所述第八MOS管，均为NMOS管。

由此，通过NMOS管作为基准模块和控制模块，控制方式简单、控制结果可靠性高。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过在集成电路中基于传统RC振荡器实现频率调制，能够稳定地实现芯片的开关频率调制，能极大地优化开关电源的EMC性能，且调制方式简单、灵活。

根据本发明的实施例，还提供了对应于频率调制装置的一种开关电源。该开关电源可以包括：以上所述的频率调制装置。

在一个可选实施方式中，为了要优化使用固定频率振荡器的开关电源的EMC性能差的问题，则需要引入频率调制技术。当前业界已有频率调制(如抖频)技术，而本发明旨在提出一种新的频率调制技术(如不同于当前业界已有频率调制技术的新的频率调制技术)，且该新的频率调制技术的原理简单，容易实现，可广泛适用于各种应用。

具体地，本发明的方案，就是在集成电路中，采用全新的设计思想和全新的电路架构，实现频率调制，从而能极大地优化开关电源的EMC性能。

在一个可选例子中，本发明提出的频率调制技术，能够稳定地实现芯片的开关频率调制，优化开关电源系统的EMC性能。相比于传统的频率调制技术，本发明的频率调制技术原理简单巧妙，不容易受半导体工艺波动影响(也就是说与工艺无关)，容易实现，实用性强在开关电源集成电路中实用性极强。

其中，频率调制：一般普通振荡器，其设计出的振荡频率固定。例如：100K的RC振荡器，其振荡频率即固定为100KHz。而频率调制即为对此振荡频率进行调制，调制的结果是：使用此频率调制技术的100K的RC振荡器，其振荡频率会周期性在100KHz附近的小范围内摆动。例如：其频率可以在95KHz到105KHz范围内摆动。

下面从原理上介绍频率调制如何优化EMC噪声干扰：

一般普通振荡器，例如100K的RC振荡器，其振荡频率即固定为100KHz(基频)。我们知道对于周期信号，其由该信号的一次谐波、二次谐波、三次谐波……、N次谐波组成。所以对于周期信号，其所含有的所有谐波信号频率亦相应固定。例如(基频)100KHz周期振荡信号，其一次谐波频率为100KHz，二次谐波频率为200KHz，三次谐波频率为300KHz，N次谐波频率为N*100KHz。而该100KHz周期振荡信号所含的能量，亦分配在这些谐波信号之中。

对于一个固定的开关电源系统，其在不同频率下对噪声的衰减幅度是不同的。其必然在某些频率下对噪声的衰减能力较弱，而若恰好在该频率下，存在开关频率的某一富含能量较高的谐波，则开关电源系统在该频率下会产生能量较大的干扰信号，影响其他电路工作。

频率的调制技术的作用在于能够将振荡器的固有频率从一个固定频率扩展成一段频率。即原来每一个周期都为固定频率(假定为100KHz)的振荡信号，在频率调制技术下，其每一个周期的频率可能为某一段频率(如95K～105KHz)中的任意一个频率。于是在频谱上来看，原本的基波能量集中在100KHz的频率点，若恰好开关电源系统在100KHz频率点对噪声的衰减能力较弱，则对系统的EMC测试很容易看到在100KHz的频率点，存在高能量的干扰噪声，这会极大地限制开关电源的应用。再看，若加上频率调制后，基波从100KHz的频率点，被拓宽为95K～105KHz的频率段。于是原本的基波能量亦会均分在95K～105KHz的频率段，对于95K～105KHz的频率段中的某单一频率，例如100KHz的频率点，其能量密度相比没有频率调制时，被大大降低。因此，即使恰好开关电源系统在100KHz频率点对噪声的衰减能力较弱，则对系统的EMC测试看到在100KHz的频率点，不会存在高能量的干扰噪声，从而非常有效地改善EMC性能。

而且，本发明所提出的频率调制技术，原理通俗易懂，具有一定物理电学基础即可轻松理解。本发明所提出的频率调制技术，其实现与工艺参数波形几乎没有关系。例如本发明的频率调制技术可以将RC振荡器振荡频率由原本的100KHz调制为95KHz～105KHz，其调制后的幅度(如100K的+/-5％)仅由设计参数电流镜比例决定，与工艺参数波动无关。

在一个可选具体实施方式中，可以结合图2至图7所示的例子，对本发明的具体实现过程进行示例性说明。

图2此图是一个典型的振荡器电路。如图2所示，CLK信号(即时钟信号)控制上下两个开关(如MOS开关)，上开关上面的MOS管组成电流镜得到对电容C的充电电流；下开关下面的MOS管组成电流镜得到对电容C的放电电流。图2所示的振荡器的工作原理可以如下：

初始状态，电容电压为0，比较器比较电容电压与基准电压VREFH，输出的CLK信号为低电平信号。于是输出的CLK信号(即电容电压为0时输出的低电平信号)信号控制上开关导通，电流流入电容进行充电；当电容电压充到超过基准电压VREFH，比较器翻转，输出的CLK信号变为高电平，同时选择逻辑将比较器同向端基准电压切换为另一基准电压VREFL。接着该CLK信号(即电容电压充到超过基准电压VREFH时输出的高电平信号)控制下开关导通，电流从电容流出进行放电；当电容电压放到低于基准电压VREFL时，比较器再次翻转，输出的CLK信号为低电平信号，选择逻辑将比较器同向端基准电压切换回前一基准电压VREFH，接着CLK信号(即电容电压放到低于基准电压VREFL时输出的低电平信号)控制上开关导通，重新开始充电过程，于是输出的CLK信号为周期振荡信号。

具体地，振荡周期T可由该式给出：I*T＝2(VREFH-VREFL)*C。其中，I为电流源电流，C为充电电容容值，VREFH和VREFL为切换使用的基准电压。

在一个可选具体例子中，图3所示的方案相比于图2所示的方案，增加了频率调制电路。

具体地，传统IRC振荡器(也就是传统RC振荡器)，结构原理如图2所示，其主要由充放电电路、电容、比较逻辑部分等共3部分组成。

其中，参见图2所示的例子，充放电电路在半个周期内，将电容电压充电至VREFH；在另外半个周期内，将电容电压放电至VREFL。待电容电压稳定且周期性充放电时，振荡器输出频率有：I*T＝2(VREFH-VREFL)*C。

转换为频率即：f＝I/[2C(VREFH-VREFL)]＝f。f为振荡器输出频率，T为振荡周期，f＝1/T。

图2所示的振荡器的振荡波形可以如图6所示，此频率即为振荡器稳定时的固定输出频率。

但是图2所示的振荡器应用于开关电源控制芯片上，若芯片开关频率固定在某一频率点，则开关电源系统会对供电网络在该频率点产生极大的电磁噪声干扰，即EMC性能较差。

针对图2所示的振荡器，若能够使得开关频率分散至某一段稍宽的频率段范围，则开关电源系统在该频率段内产生的电磁干扰会分散至频率段内各个频率点，从而使得频率段内任何单一频率点的电磁干扰幅度相较于固定开关频率造成的电磁干扰噪声幅度急剧下降，即大大提升其EMC性能。

例如：针对图2所示的振荡器，可以通过频率调制，使得开关的每一个振荡周期的频率不固定，而在固定频率的上下浮动。比如原本100K的开关频率，经过频率调制后，现在任意一个开关周期，其频率可能在100K+/-5％范围内的任意一个频率。即将原本100KHz的频率点，拓宽为95KHz～105KHz的频率段范围。

在一个可选具体例子中，图4所示的方案，具体实现了包括波形发生单元在内的频率调制电路，虚化了传统IRC振荡电路(也就是传统RC振荡器，其内部电路可以为图2所示的电路)。

带频率调制功能的IRC(也就是RC)，其结构如图4所示。其主要由充放电电路、电容、比较逻辑部分和频率调制电路等共4部分组成。

图4所示的振荡器，与传统IRC振荡器(也就是传统RC振荡器)原理相同，振荡器平均频率仍然由下式给出：

f＝I/[2C(VREFH-VREFL)]＝f0。

图4所示的振荡器，与传统IRC振荡器不同在于，充放电电流I上额外叠加了频率调制电流⊿I。

在一个可选具体例子中，图5所示的方案，相比于图4所示的方案，替代图4的是通过将M1替换为电阻R实现，其原理与图4一样。

图3的左半部分，即图4除振荡器框外的部分，即为频率调制电路。此部分即为本发明技术的原理实现。该电路的作用是产生频率调制电流⊿I。⊿I产生的基本原理图3～图5均可示意，但具体实现的方法可以不唯一。本发明的本意是保护这种通过调制电流来调制频率的设计思想，而不是保护某一种或几种产生频率调制电流⊿I的电路结构。

本发明的方案中有给出振荡器频率为：f＝I/[2C(VREFH-VREFL)]；经频率调制后，振荡器频率为：f＝(I+⊿I)/[2C(VREFH-VREFL)]。因此，产生不同的频率调制电流⊿I，即可得到不同的振荡频率。

下面结合图3至图5所示的例子，对本发明的方案的频率调整原理进行示例性说明。

如图3至图5所示的例子，当Vx＝0时，频率调制电流最大，频率调制电流⊿I＝0.1I，此时充放电电流被调制为1.05I，故频率被调制为：

f＝1.05*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝1.05*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx上升，⊿I从0.1I下降，充放电亦从1.05I下降，频率亦随之下降。

当Vx≥Vb时，频率调制电流最小，⊿I＝0，此时充放电电流被调制为0.95I，故频率被调制为：

f＝0.95*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝0.95*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx下降，⊿I从0开始上升，充放电亦从0.95I开始上升，频率亦随之升高。

经图3至图5中任一频率调制方式调制后的振荡波形如图7所示，调制周期等于信号Vx的周期。

例如：频率调制电路结构如图4所示，其由波形产生单元(图4虚线框部分)和电压电流转换和运算电路(图4其余部分)。调制电路为原创，但其仅为实现产生调制电流⊿I的一种实施例。

参见图3至图5所示的例子，由波形产生单元产生一个周期信号Vx，信号Vx的周期远低于振荡器的振荡频率f0。再由电压电流转换和运算电路将周期信号Vx转换成频率调制电流输入振荡器，即对振荡器输出频率进行调制。此即为⊿I的调制原理，为了便于理解，此处另一种阐述为：

频率公式：f＝I/[2C(VREFH-VREFL)]。因此，要调制频率，可通过调制电流I实现，调制后为I+⊿I。而调制电流⊿I的产生有很多种，只需要⊿I为周期信号即可。本发明的方案中提出的通过周期型号Vx来实现调制电流⊿I即为一种可行的实施例。

其中，图3中的Vb和图4中的VH，均是基准信号。

可选地，本发明例举的最佳实施例中，波形产生单元为周期振荡的三角波信号。实际上产生正弦振荡信号、余弦振荡信号、方波振荡信号，以及其他各种周期振荡信号均可实现频率调制功能，这类简单的变换均应视作本发明的思想而受到保护。

其中，频率调制电路中，电压电流转换和运算电路原理图4显示的非常清晰。本行业的人士可以轻易通过简单变换而得到电路结构不同但功能相同、原理相同的替代实施例。例如：如图5所示，可以通过简单的电阻替换和适当的参数调整，而实现同样的电路功能。因此所有在本发明提出的原理上做出的简单变换，均应受到保护。

例如：传统RC振荡器工作原理说明如下：

传统RC振荡器，结构原理如图2所示，其由充放电电路，电容，比较逻辑等共3部分组成。

电流源提供固定的电流I，流入M1，M1、M2和M3组成第一组电流镜，镜像比例为1:1:1，因此M2和M3在正常工作时，其电流大小均等于流过M1的电流I。M3的电流在开关管M4导通时，对电容C进行放电，放电电流大小为I。而M2的电路经过电流镜M7镜像到M6，在开光M5导通时，对电容进行充电，充电电流大小也为I。

初始状态，电容电压为0，选通器X1无论选择哪路基准(均大于0)，比较器X2输出高电平，经过X3反向后，CLK电平为低，控制选通器选择基准VREFH。同时CLK控制开关管M5导通，M4关闭。电容C开始充电，(前文有介绍)充电电流为I。

当电容C电压超过基准VREFH时，比较器X2翻转为低电平，经过X3反向后，CLK电平为高，控制选通器选择基准VREFL。同时CLK控制开关管M4导通，M5关闭。电容C开始放电，(前文有介绍)放电电流亦为I。

又当电容C电压低于基准VREFL时，比较器X2重新翻转为高电平，经过X3反向后，CLK电平为低，控制选通器选择基准VREFH。同时CLK控制开关管M5导通，M4关闭。电容C重新开始充电，(前文有介绍)充电电流亦为I。

充放电电路在半个周期内，将电容电压从VREFL充电至VREFH有；

I*T/2＝(VREFH-VREFL)*C。

在另外半个周期内，将电容电压从VREFH放电至VREFL亦有：

I*T/2＝(VREFH-VREFL)*C。

待电容电压稳定且周期性充放电时，振荡器输出频率有：

I*T＝2(VREFH-VREFL)*C。即：

f＝I/[2C(VREFH-VREFL)]。

电流源I恒定，电容值C固定，基准电压VREFL、VREFH固定，因此频率f亦固定，不随时间变化。

频率调制电路的原理说明如下：

参考图3右半部分，其与图2基本相同，不同在于多引入了一路电流⊿I。另外电流镜Ma、Mb和Mc的比例调整为1.05:1:1。故当频率调制电流⊿I在0到0.1I变化，平均值为0.05I时，流经Mb和Mc的电流亦在0.95I到1.05I之间变化，平均值仍为I。

与传统IRC振荡器原理相同，振荡器平均频率仍然由下式给出：

f＝I/[2C(VREFH-VREFL)]＝f0。

与传统IRC振荡器不同在于，充放电电流I上额外叠加了频率调制电流⊿I。图3左半部分为频率调制电路，其功能为产生周期性变化的频率调制电流⊿I。波形发生单元产生两个电压信号，Vx和Vb。其中Vb为基准电压信号，电压固定。Vx为周期性变化电压信号，其周期性在0到Vb之间变化(参考图3左上波形)，Vx变化的周期远小于图3右半部分IRC振荡器的输出频率。因此在IRC振荡器的单个周期内，默认频率调制电流⊿I不变。

以下介绍频率调制电路各个器件的作用和原理：

参见图3，频率调制核心电路由M1、M2、M3和M4以及M3的漏极相连的电流源I0(电流值为I)组成，作用是产生周期性变化电流Ix。其中，M1与M2尺寸相容，M3与M4尺寸相同。

基准电压Vb驱动M1，M1导通，导通阻抗为R0，于是M1的漏极电压为I*R0。其中，图5的替代实施例将此处直接替代为真实的电阻R，原理不变。M3为二极管接法，其导通压降为Vgsm3，故M3的栅漏极电压为Vgsm3+I*R0。M4与M3栅极短接，故M4的栅极电压亦为Vgsm3+I*R0，M3与M4尺寸相同，在尺寸合理时，M4的栅源电压等同于M3的栅源电压，而与流经M4的电流大小相关性非常小，即Vgsm4＝Vgsm3且忽略与Ix的关系。故M4的源极电压为Vgsm3+I*R0-Vgsm4＝I*R0。M2的导通电阻随着其驱动电压Vx变化而变化，当Vx＝0时，M2截止，导通电阻Rx为无穷大。当Vx上升至等于Vb电压时，M2工作状态与M1相同，此时M2导通电阻Rx最小，亦等于(M1的导通阻抗)R0。令M2导通电阻Rx与其驱动电压Vx呈函数关系：

Rx＝f(Vx)，其中Vx∈(0，Vb)，Rx∈(R0，+∞)，Rx与Vx变化方向相反。

由上述可得流经M2、M4的电流Ix有：

Ix＝I*R0/Rx＝I*R0/f(Vx)。

当Vx＝0时，M2截止，f(Vx)无穷大，流经M4的电流Ix＝0。因电流镜M5、M6比例为10:1，所以流经M6的电流为(I-Ix)/10＝0.1I。电流镜M7、M8比例为1:1，故此时频率调制电流最大，⊿I＝(I-Ix)/10＝0.1I。

此时电容充电和放电电流被调制为(1+⊿I)/1.05＝1.05I，故频率被调制为：

f＝1.05*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝1.05*f0。

随后Vx从0逐渐上升至Vb的过程，随着Vx上升，f(Vx)下降，Ix上升，⊿I＝(I-Ix)/10从0.1I下降，充放电电流亦(I+⊿I)/1.05从1.05I下降，频率f亦随之下降。

当Vx上升至等于Vb时，f(Vx)＝R0，Ix＝I，⊿I＝(I-Ix)/10＝0，频率调制电流最小。此时充放电电流被调制为(1+⊿I)/1.05＝0.95I，故频率被调制为：f＝0.95*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝0.95*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx下降，⊿I从0开始上升，充放电亦从0.95I开始上升，频率亦随之升高。

因此图3右半IRC振荡器的输出频率随着Vx的周期变化而周期改变。改变的周期由Vx的周期决定，改变的幅度由电流镜M5、M6的比例、电流镜M7、M8的比例以及电流镜Ma、Mb、Mc的比例共同决定。

波形产生单元原理说明如下：

图4相比图3，例举了一个实际的波形发生单元(左半方框部分)。由波形产生单元产生一个周期信号Vx，信号Vx的周期远低于振荡器的振荡频率f0。再由频率调制电路进行电压电流转换和运算，将周期信号Vx转换成频率调制电流输入振荡器，即对振荡器输出频率进行调制。

波形转换单元即是一个简易的IRC振荡器，其输出Vb即为振荡器基准电压，输出Vx为充放电电容C的电压。其振荡原理与传统IRC振荡器振荡原理相同。

另外，本发明方案中的仿真结果，可以参见图6和图7所示的例子。其中，图6显示了不带频率调制功能的振荡器输出频率，图7显示了带频率调制功能的振荡器输出频率。

由于本实施例的开关电源所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图7所示的装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过由电压电流转换和运算电路将周期信号转换成频率调制电流输入振荡器，可以实现芯片的开关频率调制，提升开关电源的EMC性能，且可靠性高、安全性好。

根据本发明的实施例，还提供了对应于开关电源的一种开关电源的频率调制方法，如图8所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该频率调制方法可以包括：步骤S110至步骤S130。

在步骤S110处，通过波形发生单元10，产生一个可以用于对待控开关电源的时钟信号进行频率调制所需的周期信号，也就是产生一个可以用于对待进行频率调制的开关电源进行频率调制所需的周期信号。

在步骤S120处，通过频率调制单元20，基于所述周期信号进行电压电流转换和运算处理，得到可以用于对所述待控开关电源(即待控开关电源、或对待进行频率调制的开关电源)的时钟信号进行频率调制所需的频率调制电流。

例如：图3的左半部分，即图4除振荡器框外的部分，即为频率调制电路。此部分即为本发明技术的原理实现。该电路的作用是产生频率调制电流⊿I，⊿I产生的基本原理图3～图5均可示意。

在步骤S130处，通过RC振荡单元30，基于所述频率调制电流进行RC振荡处理，得到频率振动信号，以作为所述待控开关电源的时钟信号。

例如：如图2所示，初始状态，电容电压为0，比较器比较电容电压与基准电压VREFH，输出的CLK信号为低电平信号。于是输出的CLK信号(即电容电压为0时输出的低电平信号)信号控制上开关导通，电流流入电容进行充电；当电容电压充到超过基准电压VREFH，比较器翻转，输出的CLK信号变为高电平，同时选择逻辑将比较器同向端基准电压切换为另一基准电压VREFL。接着该CLK信号(即电容电压充到超过基准电压VREFH时输出的高电平信号)控制下开关导通，电流从电容流出进行放电；当电容电压放到低于基准电压VREFL时，比较器再次翻转，输出的CLK信号为低电平信号，选择逻辑将比较器同向端基准电压切换回前一基准电压VREFH，接着CLK信号(即电容电压放到低于基准电压VREFL时输出的低电平信号)控制上开关导通，重新开始充电过程，于是输出的CLK信号为周期振荡信号。

例如：如图3至图5所示的例子，当Vx＝0时，频率调制电流最大，频率调制电流⊿I＝0.1I，此时充放电电流被调制为1.05I，故频率被调制为：

f＝1.05*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝1.05*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx上升，⊿I从0.1I下降，充放电亦从1.05I下降，频率亦随之下降。

当Vx≥Vb时，频率调制电流最小，⊿I＝0，此时充放电电流被调制为0.95I，故频率被调制为：

f＝0.95*I/[2C(VREFH-VREFL)]＝0.95*f0。

随后Vx在0至Vb之间时，随着Vx下降，⊿I从0开始上升，充放电亦从0.95I开始上升，频率亦随之升高。

由此，通过设置频率调制单元，对波形发生单元产生的周期信号进行电压电流转换和运算处理得到相应的频率调制电流，进而通过RC振荡单元基于该频率调制电流进行RC振荡处理，得到所需的时钟信号，有利于提升待控开关电源的EMC性能，且频率调制的结构简单、灵活性好。

由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述开关电源的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本实施例的技术方案，通过由电压电流转换和运算电路将不同波形的周期信号转换成频率调制电流输入振荡器，可以应用于多种需要频率调制的场合，且频率调制的灵活性好、可靠性高。

综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。