一种I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法

摘要

本发明公开了一种I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法，在每个调控周期实时采样变流器直流侧电容器端电压、电网各相电压瞬时值和变流器实际输出瞬时电流；对三电平并网变流器的不同工作状态进行分析，计算各有效工作状态下输出电流变化量和瞬时电流位移因子；根据各相电网电压极性，按相选择调控周期内有效瞬时电流位移因子，利用各相电流期望值、实际值以及所选择的有效瞬时电流位移因子，计算各有效瞬时电流位移因子的作用时间和各开关管的PWM控制脉冲宽度，通过脉宽调制实现对变流器输出瞬时电流直接控制。

说明书

技术领域

本发明涉及并网型电力电子变流设备输出电流跟踪控制技术领域，具体涉及一种I型三电平主电路拓扑结构的并网变流装置输出瞬时电流直接跟踪控制方法。

背景技术

诸如电力有源滤波器(APF)、静止无功发生器(SVG)、光伏/风力发电、储能用双向变流器、PWM整流器等各种并网型电力电子变流装置，其输出端均经串联电抗器与电网连接，这类装置主要在市电电压支撑下通过精确、快速地控制其输出电流以实现其特定的功能要求。因此，该类装置在测控方面主要包括输出电流指令生成技术与输出电流跟踪控制技术。

在380V/220V低压市电电网中各类并网型变流装置主电路多采用两电平及三电平拓扑结构，三电平型较两电平型具有波形质量好、损耗低等性能优点。传统输出电流跟踪控制方法主要包括电流滞环比较、电压空间矢量控制等。中国专利201110281870.7针对两电平主电路拓扑结构的有源电力滤波器提出了瞬时电流直接控制实现方法，具有数据计算量少、脉宽利用率高、跟踪控制效果好等特点，但该方法不适用于三电平并网变流器。因此，如何设计一种三电平并网变流器输出瞬时电流直接跟踪控制方法，仍是待解决的技术问题。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法,针对的是I型三电平拓扑结构的并网变流器，通过分析I型三电平变流器有效工作状态，推证获得了三个有效瞬时电流位移因子，并进一步给出了各开关元件的PWM脉宽计算公式，从而可通过脉宽调制实现对变流器输出瞬时电流直接跟踪控制，具有概念清晰、计算量小、脉宽利用率高、调控精准等性能优点。

本发明所采用的技术方案是：

本发明的第一目的是提供一种I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法，该方法包括以下步骤：

在每个调控周期实时采样变流器直流侧电容器端电压、电网各相电压瞬时值和变流器实际输出电流瞬时值；

针对I型三电平并网变流器不同的工作状态，分析各有效工作状态对输出电流的激励作用，计算生成各瞬时电流位移因子；

根据各相电网电压实时极性，按相选择调控周期内有效瞬时电流位移因子，利用各相电流期望值、实际值以及所选择的有效瞬时电流位移因子，计算各有效瞬时电流位移因子的作用时间和各开关管的PWM控制脉冲宽度，通过脉宽调制实现对变流器输出瞬时电流直接控制。

进一步的，在一个PWM调控周期T_S内，三电平并网变流器的开关管T1与开关管T3互补导通，开关管T2与开关管T4互补导通，该变流器的工作状态为：

S1＝(开关管T1开通，开关管T2开通，开关管T3关断，开关管T4关断)；

S2＝(开关管T1关断，开关管T2开通，开关管T3关断，开关管T4关断)；

S3＝(开关管T1关断，开关管T2开通，开关管T3开通，开关管T4关断)；

S4＝(开关管T1关断，开关管T2关断，开关管T3开通，开关管T4关断)，

S5＝(开关管T1关断，开关管T2关断，开关管T3开通，开关管T4开通)；

其中，S1、S3、S5为有效工作状态，S2、S4为有效工作状态转换期间经历的过渡状态。

进一步的，所述各有效工作状态下输出电流变化量的计算方法为：

在t时刻，采样直流侧上端电容器E1端电压为u_dc1(t)，电网电压为u_S(t)，输出电流为i_c(t)，输出串联电抗器电感量为L_C；

变流器工作于S1状态时，T1、T2管同时导通，T3、T4管关断，T1、T2管持续导通时间为t_1on，得出变流器工作于S1状态时，输出电流变化量Δi_{C_rp}为：

Δi_{C_rp}(t+t_1on)＝{[u_dc1(t)-u_S(t)]/L_C}*t_1on

变流器工作于S3状态时，T2、T3管同时导通，T1、T4管关断，T2、T3管导通时间为t_23on，得出变流器工作于S3状态时，输出电流变化量Δi_{C_rn}为:

Δi_{C_rn}(t+t_23on)＝-{u_S(t)/L_C}*t_23on

变流器工作于S5状态时，T3、T4管同时导通，T1、T2管关断，T3、T4管共同导通时间为t_4on，得出变流器工作于S5状态时，输出电流变化量Δi_{C_dp}为:

Δi_{C_dp}(t+t_4on)＝-{[u_dc2(t)+u_S(t)]/L_C}*t_4on。

进一步的，所述各有效工作状态下瞬时电流位移因子的表达式为：

变流器工作于S1状态时瞬时电流位移因子δi_{C_rp}为：

δi_{C_rp}＝(u_dc1-u_S)/L_C

变流器工作于S3状态时瞬时电流位移因子δi_{C_rn}为：

δi_{C_rn}＝-u_S/L_C

变流器工作于S5状态时瞬时电流位移因子δi_{C_dp}为：

δi_{C_dp}＝-(u_dc2+u_S)/L_C

式中，u_dc1、u_dc2分别为直流侧上、下电容器端电压，u_S为电网侧相电压，L_C为输出串联电抗器电感量。

进一步的，所述瞬时电流位移因子的作用时间等于在一个调制周期T_S内电流变化量Δi_C与电流位移因子δi_C的比值。

进一步的，所述瞬时电流位移因子的作用时间的计算方法为：

采样k时刻变流器实际输出瞬时电流为i(k)，设k+1时刻期望电流值为i(k+1)；

当输出电流i(k)非负、输出电压u(k)非负时，在一个调制周期T_S内选择有效瞬时电流位移因子为δi_{C_rn}和δi_{C_rp}，δi_{C_rp}的作用时间t_1on为开关管T1、T2开通时间，δi_{C_rn}的作用时间t_2on即开关管T2、T3的导通时间，可得：

t_2on＝T_s

当输出电流i(k)为负，输出电压u(k)为非负时，在一个调制周期T_S内选择有效瞬时电流位移因子为δi_{C_rn}和δi_{C_rp}，δi_{C_rp}的作用时间t_1on为开关管T1、T2开通时间，δi_{C_rn}的作用时间t_2on为开关管T2、T3的导通时间，可得：

t_2on＝T_s

当输出电流i(k)为非负，输出电压u(k)为负时，在一个调制周期T_S内选择有效瞬时位移因子为δi_{C_rn}和δi_{C_dp}，δi_{C_dp}的作用时间t_1on为开关管T2、T3开通时间，δi_{C_rn}的作用时间t_2on为开关管T3、T4的导通时间，在该调制周期T_S内开关管T3一直导通，开关T1管一直关闭，可得：

t_1on＝0；

当输出电流i(k)为负，输出电压u(k)为负时，在一个调制周期T_S内选择有效瞬时位移因子为δi_{C_dn}和δi_{C_rn}，δi_{C_dn}的作用时间t_1on为开关管T2、T3开通时间，δi_{C_rn}的作用时间t_2on为开关管T3、T4的导通时间，在该调制周期T_S内开关管T3一直导通，开关T1管一直关闭，可得：

t_1on＝0；

进一步的，所述各开关管的PWM控制脉冲宽度的计算方法为：

当电网电压Us>0，开关管T1、T2、T3和T4的PWM控制脉冲宽度t_1on、t_2on、t_3on、t_4on分别为：

t_2on＝T_s

t_4on＝0

当电网电压U_s<0，开关管T1、T2、T3和T4的PWM控制脉冲宽度t_1on、t_2on、t_3on、t_4on分别为：

t_1on＝0

t_3on＝T_s

式中：

其中，u_dc1、u_dc2为变流器直流侧电容器E1、E2端电压；u_S为电网电压；L_C为串联电抗器电感量；i(k)为k时刻变流器实际输出瞬时电流，i(k+1)为k+1时刻期望电流值；T_s为调控周期。

进一步的，所述通过脉宽调制实现对变流器输出瞬时电流直接控制的方法为：

启动DSP自带片上PWM外设功能，按照预定的电流调控周期T_S设置PWM调控周期参数，根据各开关管的PWM控制脉冲宽度设置各PWM时间寄存器，通过PWM外设实现对变流器开关状态控制，使输出电流跟踪指令电流变化。

本发明的第二目的是提供一种计算机装置，该装置用于实现I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现以下步骤，包括：

采样变流器直流侧电容器端电压、各相电网瞬时电压和变流器实际输出瞬时电流；

对三电平并网变流器的不同工作状态进行分析，计算各有效工作状态下输出电流变化量和瞬时电流位移因子；

根据各相电网电压极性，按相选择调控周期内有效瞬时电流位移因子，利用各相电流期望值、实际值以及所选择的有效瞬时电流位移因子，计算各有效瞬时电流位移因子的作用时间和各开关管的PWM控制脉冲宽度，通过脉宽调制实现对变流器输出瞬时电流直接控制。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)本发明针对I型三电平并网变流器拓扑结构特征，分析总结了其正常工作状态及有效输出状态，得出了三个有效的瞬时电流位移因子表达式，并分析了瞬时电流位移因子对输出状态的激励作用，据此进一步得出了实现I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制的各开关的PWM脉宽计算公式，通过脉宽调制实现对I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制，达到了较好的输出电流波形质量，并验证了本发明的正确、有效性；

(3)与传统的三电平变流器控制方法相比，本发明针对的是I型三电平拓扑结构的并网变流器，根据变流器有效工作状态，得出了三个有效的瞬时电流位移因子，并计算各开关的PWM脉宽，通过脉宽调制实现对变流器输出瞬时电流直接跟踪控制，具有概念清晰、计算量小、脉宽利用率高、调控精准等性能优点。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1是I型三电平变流器单相桥臂电路示意图；

图2是变流器输出电流跟踪控制过程示意图；

图3是I型三电平并网变流器仿真主电路示意图；

图4是I型三电平变流器输出电流波形图；

图5是I型三电平变流器输出电流畸变率图；

图6是PWM整流模式下交流侧相电压/电流波形示意图；

图7是并网发电模式下交流侧相电压/电流波形示意图；

图8是I型三电平变流器输出线电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

正如背景技术所介绍的，为克服传统三电平控制概念繁琐、方法复杂等不足，为了解决如上的技术问题，本申请提出了一种I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法。

1、I型三电平并网变流器各开关状态对输出电流的作用分析

考虑到电流调控周期T_s很小(一般为100μs或以下)，可认为一个调控周期内直流侧电容器E1、E2的端电压v_cd1、v_cd2及电网侧各相电压瞬时值u_s保持不变，设串联电抗器L_C在工作中不发生饱和。采用单相简化电路详细分析不同变流器工作状态对输出电流的影响。

如图1所示，在三电平双向变流器中，对于某单相桥臂而言，开关管T1与开关管T3互补，开关管T2与开关管T4互补，且不能出现开关管T1开通，开关管T2关断的现象。所以各开关元件的导通情况在正常工作状态分为以下五种，其中S1、S3、S5为有效工作状态，S2、S4为有效工作状态转换期间经历的过渡暂态，是互补转换经死区延时导致的过渡状态，如表1所示。

表1 5种工作状态

状态T1T2T3T4S11100S20100S30110S40010S50011

设定变流器输出电流流向电网的方向为正方向，根据极性可将输出电流的状态表示为{(i_a≥0)，(i_a＜0)}；同理，电网电压的状态也可以按极性分为{(U_a≥0)，(U_a＜0)}。根据输出电流极性、输出电压极性将变流器分为4个有效输出状态，如表2所示：

表2变流器4个有效输出状态

输出状态电流/电压极性O1Ia≥0,ua≥0O2Ia≥0,ua<0O3Ia<0,ua≥0O4Ia<0,ua<0

下面综合分析I型三电平并网变流器的三种有效开关状态在四种输出状态下的激励作用。

(1)变流器工作于S1状态

如图1，假设在t时刻变流器工作于S1状态，T1、T2管同时导通，T3、T4管关断。采样直流侧上端电容器E1电压为u_dc1(t)，电网电压为u_S(t)，输出电流为i_c(t)，输出串联电抗器电感量为L_C，T1、T2管持续导通时间为t_1on，可以得出:

i_C(t+t_1on)＝{[u_dc1(t)-u_S(t)]/L_C}*t_1on+i_C(t)

即：i_C(t+t_1on)-i_C(t)＝{[u_dc1(t)-u_S(t)]/L_C}*t_1on

记为：Δi_{C_rp}(t)＝{[u_dc1(t)-u_S(t)]/L_C}*t_1on(1)

式中，Δi_{C_rp}为变流器工作于S1状态时输出电流变化量；t_1on为开关管T1、T2共同导通的时间。

式(1)明确表征S1状态下开关管T1、T2同时开通对输出电流的直接控制作用。在该状态下，E1存储的电能通过T1、T2并经输出电抗器向电源侧释放，输出电流正向增大，输出电流变化量由E1端电压、电网瞬时电压、输出串联电抗器及S1状态持续时间决定。

(2)变流器工作于S3状态

假设在t时刻变流器工作于S3状态，T2、T3管同时导通，T1、T4管关断。采样电网电压为u_S(t)，输出电流为i_c(t)，输出串联电抗器电感量为L_C，T2、T3管导通时间为t_23on，可以得出:

Δi_{C_rn}(t)＝-{u_S(t)/L_C}*t_23on(2)

式中，Δi_{C_rn}为变流器工作于S3状态时输出电流变化量；t_23on为开关管T2、T3共同导通的时间，开关管T2及T3的导通有效时间。

式(2)明确表征S2状态下开关管T2、T3同时开通对输出电流的直接控制作用。在该状态下，输出电流变化量由电网瞬时电压、输出串联电抗器及S3状态持续时间决定。

(3)变流器工作于S5状态

假设在t时刻变流器工作于S5状态，T3、T4管同时导通，T1、T2管关断。采样变流器直流侧下端电容器E2端电压为u_dc2(t)，电网电压为u_S(t)，输出电流为i_c(t)，输出串联电抗器为L_C，T3、T4管共同导通时间为t_4on，可以得出:

Δi_{C_dp}(t+t_4on)＝-{[u_dc2(t)+u_S(t)]/L_C}*t_4on(3)

式中，Δi_{C_dp}为变流器工作于S5状态时输出电流变化量；t_4on为T3、T4管共同导通时间。

式(3)明确表征S5状态下开关管T3、T4同时开通对输出电流的直接控制作用。在该状态下，E2存储的电能通过T3、T4并经输出电抗器向电源侧释放，输出电流正向增大，输出电流变化量由E2端电压、电网瞬时电压、输出串联电抗器及S5状态持续时间决定。

以上三个瞬时电流控制表达式确切表征了输出电流的变化，每一个控制式又与变流器的工作状态一一对应，这充分表明了通过开关状态实现对输出瞬时电流直接控制的科学合理性。

2、I型三电平变流器拓扑有效瞬时电流位移因子及其作用分析

将上述推出的各有效工作状态下输出电流变化量进一步处理，定义单位时间内输出电流的移动距离为瞬时电流位移因子，记为δi_C，相应地得出一组关于瞬时电流位移因子的表达式，下面分别对各瞬时电流位移因子对电流的控制作用进行说明。

A、变流器工作于S1状态时瞬时电流位移因子δi_{C_rp}为：

δi_{C_rp}(t)＝[u_dc1(t)-u_S(t)]/L_C(4)

公式(4)表明此时输出电流为正且呈增大趋势，电流正向增大量取决于该瞬时电流位移因子的作用时间。

B、变流器工作于S3状态时瞬时电流位移因子δi_{C_rn}为：

δi_{C_rn}(t)＝-u_S(t)/L_C(5)

式(5)数值与电网电压极性相反，输出电流相应在电网电压负半周呈现增大、在电网电压正半周呈现减小的趋势，电流增大或减小的量取决于该瞬时电流位移因子的作用时间。

公式(5)表明此时输出电流为负且仍反向增大，T1关断，T2管导通后即有效，电流反向增大量取决于该瞬时电流位移因子的作用时间。

C、变流器工作于S5状态时瞬时电流位移因子δi_{C_dp}为：

δi_{C_dp}(t)＝-[u_dc(t)+u_S(t)]/L_C(6)

公式(6)表明此时输出电流为负，且减小趋势，电流减小量取决于该瞬时电流位移因子的作用时间。

在调控周期T_S足够小、直流侧电容器E1、E2容量选择合理及输出电抗器L_C不发生饱和的情况下可以认为在一个T_S周期内U_dc、u_S及L_C保持不变，即各瞬时电流位移因子在一个T_S周期内为常数。在任一特定的调制周期内电流变化量Δi_C完全取决于电流位移因子δi_C的作用时间t，记为：

Δi_C＝δi_C*t，t∈(0,t_S)(13)

当已知Δi_C并选定需要的δi_C后，可以很容易计算出相应的作用时间t并通过脉宽调制手段来实现控制。

综上所述，I型三电平并网变流器有三种不同的瞬时电流位移因子可供输出电流控制时选用，这是与两电平拓扑结构本质的区别。

3、I型三电平主电路拓扑结构的并网变流器输出瞬时电流直接跟踪控制方法。

在一个PWM调控周期T_S内，变流器开关管T1和T3，T2和T4互补导通。如图2所示，通过实时采样可获得k时刻变流器实际输出瞬时电流i(k)，设k+1时刻期望电流值为i*(k+1)，电流跟踪控制的任务就是通过对瞬时电流位移因子及其作用时间的选取使瞬时电流i(k)经T_S时间转移至i*(k+1)。瞬时电流直接控制的实现实际就是在每个调控周期内选择恰当的各开关管PWM脉宽控制信号。

3.1输出电流i(k)非负、输出电压u(k)非负

在一个T_S周期内将有两个有效位移因子交替作用，且在上升阶段仅有位移因子为δi_{C_rp}时满足要求，在下降阶段位移因子δi_{C_dp}和δi_{C_rn}均满足要求，选择电流脉动小的位移因子δi_{C_rn}。假设δi_{C_rp}的作用时间t_1on为开关管T1、T2开通时间为t_1on，δi_{C_rn}的作用时间t_3on即开关管T2、T3导通时间。可以得到：

δi_{C_rp}*t_1on+δi_{C_rn}*t_3on＝i(k+1)-i(k)

其中t_1on+t_3on＝T_S

从而求得：

t_2on＝T_s

3.2输出电流i(k)为负、输出电压u(k)非负

有效激励电流位移因子依次为δi_{C_rn}和δi_{C_rp}，作用时间分别对应T1、T2开通及T2、T3开通。可以得到：

t_2on＝T_s

3.3输出电流i(k)非负、输出电压u(k)为负

在一个T_S周期内选择有效瞬时电流位移因子为δi_{C_rn}和δi_{C_dp}，作用时间分别对应T2、T3开通及T3、T4开通。此时在整个调控周期内，开关管T3一直导通，即开关管T1一直关闭。可以得到：

t_1on＝0；

3.4输出电流i(k)为负、输出电压u(k)为负

在一个T_S周期内选择有效瞬时电流位移因子为δi_{C_dn}和δi_{C_rn}，分别对应T2、T3开通及T3、T4开通。此时在整个调控周期内T3一直导通，即T1管一直关闭。可得：

t_1on＝0；

进一步的，各开关管的脉冲宽度计算方法可统一为：

当电网电压Us≥0时，各开关管的脉冲宽度为：

t_2on＝T_s

t_4on＝0

当电网电压U_s<0时，各开关管的脉冲宽度为：

t_1on＝0

t_3on＝T_s

式中：

其中，u_dc1、u_dc2为变流器直流侧电容器E1、E2端电压；u_S为电网电压；L_C为串联电抗器；i(k)为k时刻变流器实际输出瞬时电流，i(k+1)为k+1时刻期望电流值；T_s为调控周期；t_1on、t_2on、t_3on、t_4on分别为开关管T1、T2、T3、T4的PWM驱动脉冲宽度。

实际应用中，通过启动DSP主控芯片自带片上PWM外设功能，按照预定的电流调控周期T_S设置PWM调控周期参数，按各开关管的脉冲宽度的计算结果设置PWM脉冲宽度，在下一个调控周期内不需要DSP干预，PWM外设将自动完成对变流器开关状态的控制，使输出电流跟踪指令电流的变化，完成一个周期的瞬时电流直接控制过程。

设取T_S＝100μs，采用该方法后只需DSP每100μs采样运算一次数据，变流器PWM脉冲宽度理论上可在区间[0,T_S]上取值；而采用传统电流定时比较控制方法时，若每100μs进行一次电流比较，实际可用的脉冲宽度只能在集合(0,T_S)中取值。显然，本发明提出的方法在工程实现难易度及控制精度上都比传统方法有很大的优越性。

三电平变流器传统控制方法多采用空间矢量调制、载波调制及特定谐波消除调制等一些合成PWM调制方法。而本发明针对I型三电平拓扑结构的并网变流器研究发现了三个有效瞬时电流位移因子，并据此提出了一种瞬时电流直接控制方法，具有概念清晰、计算量小、脉宽利用率高、调控精准等性能优点。

4、仿真验证

为验证本发明提出的I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法的有效性，采用Matlab/Simulink进行仿真验证，仿真电路如图3所示。

仿真电路主要参数设置如下：

三相电网侧电压为380V，频率为50Hz；直流侧电池组额定电压700V，输出串联电抗器0.5mH，直流侧电容参数3360uF，比例常数Kp为0.6，积分常数Ki为0.2，采样周期为100s。

4.1 I型三电平并网变流器输出电流波形质量验证

图4为采用本方法的I型三电平并网变流器输出电流波形；图5为输出侧电流频谱分析结果。可以看出，三相输出电流基波峰值49.1A，基波有效值约34.7A，电流波形畸变率约2.24％，达到了较好的输出电流波形质量。

4.2 I型三电平并网变流器双向变流性能验证

双向四象限变流功能是并网变流器典型的性能特征，为此专门对本发明所提出方法的双向变流性能进行了仿真验证，结果分别如图6、图7所示。图6所示为变流器工作于PWM整流(直流侧蓄电池组充电)状态下的电压/电流波形，图7所示为变流器工作于并网发电(直流侧蓄电池组放电)状态下的电压/电流波形。可以证明，本方法完全满足并网变流器双向变流的功能要求。

4.3 I型三电平变流器输出电压波形验证

本发明所提出的I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法与传统的各种三电平控制方法从基本概念及实现步骤上都有本质区别，为验证本发明对I型三电平拓扑结构的适用性，对采用本方法的I型三电平变流器输出电压波形进行了仿真验证。图8为变流器输出线电压波形图。可以看出，采用本方法的I型三电平变流器输出线电压波形完全符合传统三电平变流器典型特征。可以证明，本发明对I型三电平拓扑结构的完全适用性。

从以上的描述中，可以看出，本申请上述的实施例实现了如下技术效果：

本发明针对I型三电平并网变流器拓扑结构特征，分析总结了其正常工作状态及有效输出状态，推证得出了三个有效的瞬时电流位移因子表达式并分析了其对输出状态的激励作用，据此进一步推证得出了实现I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制的一般性PWM脉宽计算公式，完整阐明了I型三电平并网变流器瞬时电流直接跟踪控制方法的基本原理及实现过程。利用Matlab/Simulink仿真结果验证了本发明的正确、有效性。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。