不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法

摘要

本发明涉及一种不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法。低压微电网中，由于不平衡负载的普遍存在会导致微网逆变器三相输出电压不平衡，为了保证供电质量，需要采用一定的控制方法对微网逆变器的输出电压进行控制。本发明提出了一种无需对逆变器输出电压进行正负序分离的电压平衡控制方法：将逆变器输出电压dq轴分量作为高通滤波器的输入，高通滤波器输出的100Hz脉动量即为负序电压反馈值，令负序电压参考值为零伏，负序电压参考值和负序电压反馈值作差后，将误差信号通过谐振控制器，将谐振控制器的输出叠加在电感电流内环的输出上，经过调制后即可实现逆变器输出电压的平衡控制。

说明书

技术领域

本发明涉及一种不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法，属于新能源发电的分布式发电控制技术领域。

背景技术

随着社会的发展，新能源发电的分布式发电方式得到了世界范围内的关注，许多国家开始加大对新能源发电的扶持力度，将某一区域内的多个分布式电源组合成微电网的形式进行并网发电是目前的研究热点，微电网有并网运行和孤岛运行两种工作模式。

微电网孤岛运行时要求向用户提供符合电力系统电能质量要求的三相交流电，电压不平衡度是衡量电能质量的一个重要技术指标。在低压微电网中，通常三相负载是不对称的，且存在大量单相负载。接入不平衡负载将导致负序电流的出现，负序电流在系统中的流动将导致逆变器输出电压的不平衡，将对微电网的供电质量造成恶劣的影响。

为了应对不平衡负载导致的微网系统输出电压不平衡问题，国内外的学者已经做了大量的研究，如文献《A.Luo,S.Peng,C.Wu,J.Wu,and Z.Shuai,“Power electronichybrid system for load balancing compensation and frequency-selectiveharmonic suppression,”IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.59,no.2,pp.723–732,Feb.2012.》(中文名：负荷平衡补偿和特定频率谐波抑制的电力电子混合系统；作者：A.Luo,S.Peng,C.Wu,J.Wu,和Z.Shuai；来源：IEEE Trans.Ind.Electron)和文献《王恒利,付立军,肖飞,揭贵生,朱威.三相逆变器不平衡负载条件下双环控制策略[J].电网技术,2013,37(02):398-404.》。

文献《A.Luo,S.Peng,C.Wu,J.Wu,and Z.Shuai,“Power electronic hybridsystem for load balancing compensation and frequency-selective harmonicsuppression,”IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.59,no.2,pp.723–732,Feb.2012.》通过有源滤波器(APF)向微电网系统注入补偿电流的方法来达到平衡输出电压的目的，该控制方法存在着以下的不足：

1)在负载严重不平衡的情况下，APF需要注入很高的补偿电流，补偿电流的幅值可能会超过APF的电流额定值，对APF的工作造成不利影响；

2)APF作为专门的电能质量调节装置成本高不易推广应用。

文献《王恒利,付立军,肖飞,揭贵生,朱威.三相逆变器不平衡负载条件下双环控制策略[J].电网技术,2013,37(02):398-404.》首先对逆变器三相输出电压进行正负序分离的操作，对提取出的正序分量和负序分量分别进行控制，通过消除负序分量使输出电压满足不平衡度的要求，该控制方法存在着以下的不足：

1)需要对逆变器三相输出电压进行正负序分离，正负序分离操作较为复杂；

2)由于需要对正序分量和负序分量分别进行控制，所以其控制系统更为复杂，参数调节也更加繁琐。

发明内容

本发明提出了一种不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法，用于解决由于低压微电网中三相不平衡负载的普遍存在，所导致的微网逆变器三相输出电压不平衡问题。

为实现本发明的目的，本发明提供了一种不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法。

本控制方法所涉及的微网逆变器电路拓扑包括如下结构：直流电源电压为u_dc；直流侧电源与三相全桥电路相连接，三相全桥电路由6个开关管s₁、s₂、s₃、s₄、s₅、s₆串并联组成；u_a、u_b、u_c为逆变器三个桥臂中点电压；三个桥臂中点处接入LC低通滤波器，L是滤波电感，R是滤波电感内阻，C为滤波电容；i_La、i_Lb、i_Lc为逆变器三相电感电流，u_Ca、u_Cb、u_Cc为逆变器三相输出电压，i_Oa、i_Ob、i_Oc为逆变器三相输出电流；

本发明所述的电压平衡控制方法包括以下步骤：

步骤1，采样逆变器三相输出电压u_Ca、u_Cb、u_Cc和逆变器三相输出电流i_Oa、i_Ob、i_Oc，并进行abc坐标系到αβ坐标系的变换，得到逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ和逆变器输出电流αβ轴分量i_Oα、i_Oβ；

步骤2，利用步骤1得到的逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ和逆变器输出电流αβ轴分量i_Oα、i_Oβ，根据瞬时无功功率理论计算得到瞬时输出有功功率p和瞬时输出无功功率q；

步骤3，利用步骤2得到的瞬时输出有功功率p和瞬时输出无功功率q，根据下垂特性计算得到逆变器输出电压幅值参考值U和逆变器输出电压角频率参考值ω，并将逆变器输出电压角频率参考值ω通过积分环节后得到逆变器输出电压相位参考值θ；所述积分环节传递函数的表达式为：输出电压相位参考值θ的表达式为：θ＝∫ωdt，其中，s为拉普拉斯算子，t为积分时间；

步骤4，利用步骤3所得到的逆变器输出电压相位参考值θ，对步骤1所得到逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ进行αβ坐标系到dq坐标系的变换，得到逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq；采样逆变器三相电感电流i_La、i_Lb、i_Lc并利用步骤3所得到的逆变器输出电压相位参考值θ对其进行abc坐标系到dq坐标系的变换，得到逆变器电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq；

步骤5，令逆变器输出电压d轴参考值u_{Cd_ref}为步骤3所得到的逆变器输出电压幅值参考值U，逆变器输出电压q轴参考值u_{Cq_ref}为零伏，利用步骤4所得的逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq和逆变器电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq，经过输出电压外环和电感电流内环双环控制后，得到电感电流内环输出信号u_d1、u_q1；

步骤6，将步骤4所得到的逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq通过高通滤波器后得到100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn，并令该100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn为负序电压反馈值；令负序电压参考值u_{Cdn_ref}、u_{Cqn_ref}均为零伏，将负序电压参考值与负序电压反馈值作差后通过谐振控制器，将谐振控制器的输出信号u_d2、u_q2与步骤5中的电感电流内环输出信号u_d1、u_q1进行叠加，得到逆变器调制波信号u_d、u_q，利用该逆变器调制波信号u_d、u_q进行调制后，即可实现逆变器输出电压的平衡控制。

优选地，步骤1所述逆变器三相输出电压u_Ca、u_Cb、u_Cc和逆变器三相输出电流i_Oa、i_Ob、i_Oc进行abc坐标系到αβ坐标系的变换公式如下：

经过abc坐标系到αβ坐标系的变换后得到逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ和逆变器输出电流αβ轴分量i_Oα、i_Oβ。

优选地，步骤2所述瞬时输出有功功率p和瞬时输出无功功率q的计算公式如下：

优选地，步骤3所述逆变器输出电压幅值参考值U和逆变器输出电压角频率参考值ω的计算公式如下：

其中：ω₀为逆变器空载输出电压角频率，U₀为逆变器空载输出电压幅值，m为有功—频率下垂系数，n为无功—电压下垂系数。

优选地，步骤4所述αβ坐标系到dq坐标系的变换公式分别如下：

通过坐标变换得到输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq的变换公式为：

通过坐标变换得到得到电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq的变换公式为：

优选地，步骤5所述电感电流内环输出信号u_d1、u_q1的求解步骤如下：

步骤5.1，将输出电压dq轴参考值u_{Cd_ref}、u_{Cq_ref}与输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq作差后得到dq轴电压误差信号e_ud、e_uq，即：

步骤5.2，将步骤5.1得到的dq轴电压误差信号e_ud、e_uq作为比例积分控制器的输入，比例积分控制器的输出为电感电流dq轴参考值i_{Ld_ref}、i_{Lq_ref}；

所述比例积分控制器的传递函数PI(s)的表达式为：

其中，k_p为比例积分控制器的比例系数，k_i为比例积分控制器的积分系数；

步骤5.3，将步骤5.2得到的电感电流dq轴参考值i_{Ld_ref}、i_{Lq_ref}与电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq作差后得到dq轴电流误差信号e_id、e_iq，即：

步骤5.4，将步骤5.3得到的dq轴电流误差信号e_id、e_iq作为比例控制器的输入，比例控制器的输出即为电感电流内环输出信号u_d1、u_q1；

所述比例控制器的传递函数P(s)的表达式为：

P(s)＝k_p1(10)

其中，k_p1为比例控制器的比例系数。

优选地，步骤6所述逆变器调制波信号u_d、u_q的求解步骤如下：

步骤6.1，将步骤4所得到的逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq通过高通滤波器后得到100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn，该100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn即为负序电压反馈值，高通滤波器的传递函数HPF(s)的表达式为：

其中，ω₂为高通滤波器截止频率；

步骤6.2，令负序电压参考值u_{Cdn_ref}、u_{Cqn_ref}均为零伏，将负序电压参考值u_{Cdn_ref}、u_{Cqn_ref}与负序电压反馈值u_Cdn、u_Cqn作差后得到负序电压dq轴误差信号e_und、e_unq，即：

步骤6.3，将步骤6.2得到的负序电压dq轴误差信号e_und、e_unq作为谐振控制器的输入，谐振控制器的输出信号为u_d2、u_q2；

所述谐振控制器的传递函数R(s)的表达式为：

其中，k_r为增益系数，ω₁为谐振频率，ω_c为截止频率；

步骤6.4，将谐振控制器的输出信号u_d2、u_q2与步骤5中的电感电流内环输出信号u_d1、u_q1进行叠加，得到：

其中u_d、u_q为叠加后得到的信号，即逆变器调制波信号u_d、u_q。

本发明有益的效果为：

1.本发明利用分布式发电的接口逆变器自身的部分容量来进行电能质量的调节，具有成本低，易推广的优势。

2.本发明提出的电压平衡控制方法无需对输出电压进行正负序分离和对正负序分量的分别调节，控制系统和参数调节较为简单。

附图说明

图1为本发明所涉及的微网逆变器主电路拓扑结构。

图2为不平衡负载条件下微网逆变器的控制系统示意图。

具体实施方式

本发明所涉及的微网逆变器主电路拓扑结构如图1所示，其中：直流电源电压为u_dc；直流侧电源与三相全桥电路相连接，三相全桥电路由6个开关管s₁、s₂、s₃、s₄、s₅、s₆串并联组成；u_a、u_b、u_c为逆变器三个桥臂中点电压；三个桥臂中点处接入LC低通滤波器，L是滤波电感，R是滤波电感内阻，C为滤波电容；i_La、i_Lb、i_Lc为逆变器三相电感电流，u_Ca、u_Cb、u_Cc为逆变器三相输出电压，i_Oa、i_Ob、i_Oc为逆变器三相输出电流。

不平衡负载条件下微网逆变器的控制系统如图2所示，由该图可见，本发明所述不平衡负载条件下微网逆变器的电压平衡控制方法包括以下步骤：

步骤1，采样逆变器三相输出电压u_Ca、u_Cb、u_Cc和逆变器三相输出电流i_Oa、i_Ob、i_Oc，并进行abc坐标系到αβ坐标系的变换，得到逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ和逆变器输出电流αβ轴分量i_Oα、i_Oβ。具体的，坐标变换公式分别为：

步骤2，利用步骤1得到的逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ和逆变器输出电流αβ轴分量i_Oα、i_Oβ，根据瞬时无功功率理论计算得到瞬时输出有功功率p和瞬时输出无功功率q。

步骤3，利用步骤2得到的瞬时输出有功功率p和瞬时输出无功功率q，根据下垂特性计算得到逆变器输出电压幅值参考值U和逆变器输出电压角频率参考值ω，并将逆变器输出电压角频率参考值ω通过积分环节后得到逆变器输出电压相位参考值θ；所述积分环节传递函数的表达式为：输出电压相位参考值θ的表达式为：θ＝∫ωdt，其中，s为拉普拉斯算子，t为积分时间。

所述逆变器输出电压幅值参考值U和逆变器输出电压角频率参考值ω的计算公式如下：

其中：ω₀为逆变器空载输出电压角频率，U₀为逆变器空载输出电压幅值，m为有功—频率下垂系数，n为无功—电压下垂系数。

步骤4，利用步骤3所得到的逆变器输出电压相位参考值θ，对步骤1所得到逆变器输出电压αβ轴分量u_Cα、u_Cβ进行αβ坐标系到dq坐标系的变换，得到逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq；采样逆变器三相电感电流i_La、i_Lb、i_Lc并利用步骤3所得到的逆变器输出电压相位参考值θ对其进行abc坐标系到dq坐标系的变换，得到逆变器电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq。

通过坐标变换得到输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq的变换公式为：

通过坐标变换得到得到电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq的变换公式为：

步骤5，令逆变器输出电压d轴参考值u_{Cd_ref}为步骤3所得到的逆变器输出电压幅值参考值U，逆变器输出电压q轴参考值u_{Cq_ref}为零伏，利用步骤4所得的逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq和逆变器电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq，经过输出电压外环和电感电流内环双环控制后，得到电感电流内环输出信号u_d1、u_q1。具体的，电感电流内环输出信号u_d1、u_q1求解的步骤如下：

步骤5.1，将输出电压dq轴参考值u_{Cd_ref}、u_{Cq_ref}与输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq作差后得到dq轴电压误差信号e_ud、e_uq，即：

步骤5.2，将步骤5.1得到的dq轴电压误差信号e_ud、e_uq作为比例积分控制器的输入，比例积分控制器的输出为电感电流dq轴参考值i_{Ld_ref}、i_{Lq_ref}。

所述比例积分控制器的传递函数PI(s)的表达式为：

其中，k_p为比例积分控制器的比例系数，k_i为比例积分控制器的积分系数。在本实施例中，k_p＝0.064，k_i＝160。

步骤5.3，将步骤5.2得到的电感电流dq轴参考值i_{Ld_ref}、i_{Lq_ref}与电感电流dq轴分量i_Ld、i_Lq作差后得到dq轴电流误差信号e_id、e_iq，即：

步骤5.4，将步骤5.3得到的dq轴电流误差信号e_id、e_iq作为比例控制器的输入，比例控制器的输出即为电感电流内环输出信号u_d1、u_q1。

所述比例控制器的传递函数P(s)的表达式为：

P(s)＝k_p1(10)

其中，k_p1为比例控制器的比例系数。在本实施例中，k_p1＝25。

步骤6，将步骤4所得到的逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq通过高通滤波器后得到100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn，该100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn即为负序电压反馈值；令负序电压参考值u_{Cdn_ref}、u_{Cqn_ref}均为零伏，将负序电压参考值与负序电压反馈值作差后通过谐振控制器，将谐振控制器的输出信号u_d2、u_q2与步骤5中的电感电流内环输出信号u_d1、u_q1进行叠加，得到逆变器调制波信号u_d、u_q，利用该逆变器调制波信号u_d、u_q进行调制后，即可实现逆变器输出电压的平衡控制。

具体的，逆变器调制波信号u_d、u_q求解的步骤如下：

步骤6.1，将步骤4所得到的逆变器输出电压dq轴分量u_Cd、u_Cq通过高通滤波器后得到100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn，该100Hz脉动量u_Cdn、u_Cqn即为负序电压反馈值，高通滤波器的传递函数HPF(s)的表达式为：

其中，ω₂为高通滤波器截止频率。在本实施例中，ω₂＝500rad/s。

步骤6.2，令负序电压参考值u_{Cdn_ref}、u_{Cqn_ref}均为零伏，将负序电压参考值u_{Cdn_ref}、u_{Cqn_ref}与负序电压反馈值u_Cdn、u_Cqn作差后得到负序电压dq轴误差信号e_und、e_unq，即：

步骤6.3，将步骤6.2得到的负序电压dq轴误差信号e_und、e_unq作为谐振控制器的输入，谐振控制器的输出信号为u_d2、u_q2。

所述谐振控制器的传递函数R(s)的表达式为：

其中，k_r为增益系数，ω₁为谐振频率，ω_c为截止频率。在本实施例中，k_r＝50，ω₁＝628rad/s，ω_c＝3.14rad/s。

步骤6.4，将谐振控制器的输出信号u_d2、u_q2与步骤5中的电感电流内环输出信号u_d1、u_q1进行叠加，即：

该u_d、u_q为叠加后得到的信号，即逆变器调制波信号u_d、u_q。