一种无变压器单相并网光伏逆变器

摘要

一种无变压器单相并网光伏逆变器，其包括：逆变电路，用于将直流电源所提供的直流电转换为相应的交流电并输出；储能电感，用于在功率传输阶段起滤波作用，并在续流阶段作为电流源存在；第一交流旁路，用于在逆变器续流阶段与储能电感构成电流回路从而实现续流，并且实现交流电网与直流电源的电隔离。本发明所提出的逆变器为了减小漏电流和单个开关损耗，在续流支路的两端都设置有新的支路，该逆变器能够传输无功功率，并且能够有效抑制电路中的漏电流。

说明书

技术领域

本发明涉及光伏发电技术领域，具体地说，涉及一种无变压器单相并网光伏逆变器。

背景技术

近年来，为了环保和资源利用的考虑，光伏发电已经有了很大的发展，光伏并网(PV)发电技术也日益成为研究的热点，并网逆变器作为光伏阵列与电网之间的接口，是影响系统可靠运行的关键因素。光伏系统，尤其是单相光伏系统，需要高可靠性、高效率、低成本的小型光伏并网逆变器。

无变压器逆变器由于其固有的高效率和低成本的特性而被越来越多地应用于光伏逆变器。然而，漏电流在非隔离式并网逆变器中已经成为问题，漏电流会导致无变压器逆变器的安全性和EMI存在问题。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种无变压器单相并网光伏逆变器，所述逆变器包括：

逆变电路，其输入端用于与直流电源连接，用于将所述直流电源所提供的直流电转换为相应的交流电并输出；

储能电感，其连接在所述逆变电路与交流负载之间，用于在功率传输阶段起滤波作用，并在续流阶段作为电流源存在；

第一交流旁路，其外接端口分别与所述逆变电路的各个输出端对应连接，用于在逆变器续流阶段与所述储能电感构成电流回路从而实现续流，并且实现交流电网与所述直流电源的电隔离。

根据本发明的一个实施例，所述逆变电路包括：

直流母线电容，其用于与所述直流电源的正负端口连接，起稳定直流母线电压作用；

H桥全控逆变电路，其输入端与所述直流母线电容的两端连接，输出端与所述储能电感和第一交流旁路连接。

根据本发明的一个实施例，所述第一交流旁路包括交流旁路储能电感和交流旁路开关管，其中，所述交流旁路储能电感与所述交流旁路开关管串联形成所述第一交流旁路。

根据本发明的一个实施例，所述交流旁路储能电感包括第一旁路电感和第二旁路电感，其中，所述交流旁路开关管位于所述第一旁路电感和第二旁路电感之间。

根据本发明的一个实施例，所述交流旁路开关管包括第一IGBT单元和第二IGBT单元，其中，

所述第一IGBT单元的集电极通过所述第一电感与所述逆变电路的第一输出端口连接，发射极与所述路第二IGBT单元的发射极连接；

所述第二IGBT单元的集电极通过所述第二电感与所述逆变电路的第二输出端口连接。

根据本发明的一个实施例，所述逆变器还包括：

第二交流旁路，其第一端口和第二端口分别与所述逆变电路的第一输出端口和第二输出端口连接，第三端口与所述逆变电路的直流母线电容中点连接并同时接地。

根据本发明的一个实施例，所述第二交流旁路包括：

第三IGBT单元，其集电极与所述逆变电路的第一输出端口连接；

第四IGBT单元，其集电极与所述逆变电路的第二输出端口连接，发射极与所述路第三IGBT单元的发射极连接；

第五IGBT单元，其发射极与所述第三IGBT单元的发射极连接，集电极与所述逆变电路中上直流母线电容和下直流母线电容的公共连接点连接。

根据本发明的一个实施例，所述第二交流旁路还包括第三电感，所述第五IGBT单元通过所述第三电感与所述逆变电路中上直流母线电容和下直流母线电容的公共连接点连接。

根据本发明的一个实施例，所述逆变器还包括：

控制电路，其与所述逆变器中各个开关管连接，用于控制各个开关管的运行状态，所述控制电路配置为采用闭环控制的方式对入网电流进行无偏差控制。

根据本发明的一个实施例，所述控制电路包括：

PR控制器，其与所述逆变器中各个开关管连接；

所述PR控制器的传递函数为：

其中，G(s)表示传递函数，k_p表示比例系数，k_r表示谐振系数，ω_c和ω₀分别表示频率带宽和系统带宽。

与普通的单相并网光伏逆变器相比，本发明所提出的逆变器为了减小漏电流和单个开关损耗，在续流支路的两端都设置有一个新的支路(即第一交流旁路和第二交流旁路)。该无变压器逆变器能够传输无功功率，并且能够有效抑制电路中的漏电流。

对于大功率系统，本发明所提供的逆变器将两个单向续流电路嵌入在全桥逆变器的中点之间，以获得在续流期间将光伏电池板与电网隔离的续流通道。拓扑续流电路主要流经旁路电路，其能够有效隔离续流相与其他相的相互作用，有利于获得更高的效率。同时，该逆变器可以实现电压均衡控制，可以减少谐波电流和漏电流。

与直流旁路拓扑相比，交流旁路拓扑具有较低的功率损耗，这是由于流经开关的电流较低。交流旁路拓扑通过在两条腿的中点添加一个双向开关，实现了一个新的续流路径。与普通全桥逆变器相比，开关器件的耐压和开关损耗减半，可有效减少滤波器等无源元件的体积和重量。在换向期间，每个功率半导体器件经受U_dc/2的电压。这有助于提高逆变器的电压水平和功率水平，为元件选择留出更多空间；同时开关损耗越小，开关频率越高，谐波越低。

此外，在非单位功率因数下，普通逆变器的输出电压波形存在失真现象，而本发明所提供的逆变器的输出波形具有良好的性能。同时上述仿真结果也验证了本发明提出的控制方案的正确性以及有效性。该逆变器消除了漏电流，实现了优异的网络质量波形。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要的附图做简单的介绍：

图1是现有的无变压器单相并网光伏逆变器的拓扑结构示意图；

图2是根据本发明一个实施例的无变压器光伏逆变器的结构示意图；

图3-图10是根据本发明一个实施例的无变压器光伏逆变器的工作过程示意图；

图11是根据本发明一个实施例的无变压器光伏逆变器的无功补偿调制策略示意图；

图12是根据本发明一个实施例的仿真电路示意图；

图13-图20是根据本发明一个实施例的在单位功率因数和功率因数为0.833滞后的情况下无变压器光伏逆变器和普通的单相并网光伏逆变器拓扑的输出电流和漏电流波形示意图。

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。

同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。

近年来，出于环保和资源利用的考虑，光伏发电已经有了长足的发展。光伏系统，尤其是单相系统，通常需要高可靠性、高效率、低成本以及小型化的光伏并网逆变器。正因如此，无变压器逆变器由于其固有的更高的效率和更低的成本而被越来越多地采用。

然而，漏电流在非隔离式并网逆变器中已经成为亟需解决的问题。许多研究人员通过改进全桥逆变器的结构来解决这个问题。

图1展示出了现有的无变压器单相并网光伏逆变器的拓扑结构示意图。由图1可知，现有的单相并网光伏逆变器采用了H桥全控逆变电路来实现对直流电的逆变转换。该单相并网光伏逆变器的电压方程可以表示为：

其中，u_AB表示逆变器电压，u_g表示电网电压，L表示电感值，i_g表示进入电网的电流，t表示时间。

对于电网电压u_g来说，存在：

其中，E_m表示电网电压幅值，ω表示电网角频率。

对于进入电网的电流i_g来说，存在：

其中，表示电网电流幅值，α表示功率因数角。

将表达式(2)和表达式(3)代入表达式(1)中，可以得到：

其中，

为了减小现有的单相逆变器中的漏电流，本发明提供了一种新的无变压器逆变器，该逆变器通过在AC侧增加旁路电路来获得将直流电源与交流负载隔离的续流通道。该逆变器优选地用于光伏发电系统中，其中，直流电源相应地为光伏电池板，交流负载则相应地为电网。

图2示出了本实施例所提供的无变压器单相并网光伏逆变器的结构示意图。

如图2所示，本实施例所提供的无变压器逆变器102连接在直流电源101与交流负载103之间，该逆变器102包括：逆变电路、储能电感和交流旁路。其中，逆变电路的输入端(即直流端)与直流电源101连接，输出端通过储能电感与交流负载103(例如电网)连接，其能够将直流电源101所提供的直流电转换为相应的交流电并通过储能电感滤波后传输至交流负载103。

交流旁路的外接端口分别与逆变器电路的各个输出端对应连接，用于在逆变器续流阶段与储能电感构成电流回路从而实现续流，并且实现交流负载103与直流电源101的电隔离。

具体地，本实施例中，逆变电路优选地采用直流母线电容和H桥全控逆变电路。其中，直流母线电容连接在直流电源101的正负端口之间，而H桥全控逆变电路的输入端则与直流母线电容的两端连接，其输出端则与储能电感和交流旁路连接。

如图2所示，本实施例中，逆变电路优选地包括第一直流母线电容C1和第二直流母线电容C2。其中，第一直流母线电容C1的第一端与直流电源101的正极连接，第二端与第二直流母线电容C2的第一端连接，第二直流母线电容C2的第二端则与直流电源101的负极连接。本实施例中，第一直流母线电容C1与第二直流母线电容C2的参数优选地相同，并且第一直流母线电容C1与第二直流母线电容C2的公共连接端优选地与地GND连接。

当然，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，第一直流母线电容C1与第二直流母线电容C2的公共连接端还可以连接至其它合理电位，本发明不限于此。

如图2所示，本实施例中，H桥全控逆变电路包括四个开关管，这些开关管优选地采用IGBT单元来实现(即第一逆变IGBT单元S1、第二逆变IGBT单元S2、第三逆变IGBT单元S3和第四逆变IGBT单元S4)。其中，第一逆变IGBT单元S1中设置有第一反相二极管D1，第二逆变IGBT单元S2中设置有第二反相二极管D2，第三逆变IGBT单元S3中设置有第三反相二极管D3，第四逆变IGBT单元S4中设置有第四反相二极管D4。

本实施例中，逆变器优选地包括两个储能电感(即第一电感L1和第二电感L2)，其中，第一电感L1连接在逆变电路的第一输出端口(即端口A)与交流负载103的第一端口之间，而第二电感L2则连接在逆变电路的第二输出端口(即端口B)与交流负载103的第二端口之间。

当然，在本发明的其它实施例中，逆变器所包含的储能电感的数量根据实际需要还可以配置为其它合理值(例如一个或三个以上等)，本发明不限于此。例如，在本发明的一个实施例中，逆变器中可以仅包含上述第一电感L1或第二电感L2。

如图2所示，本实施例中，交流旁路包括第一交流旁路201。具体地，第一交流旁路201优选地包括交流旁路储能电感和交流旁路开关管，交流旁路储能电感与交流旁路开关管串联形成第一交流旁路201。具体地，交流旁路储能电感优选地包括第一旁路电感L3和第二旁路电感L4。其中，交流旁路开关管位于第一旁路电感L3和第二旁路电感L4之间。

具体地，本实施例中，第一交流旁路201中的交流旁路开关管优选地包括第一IGBT单元S5和第二IGBT单元S6。其中，第一IGBT单元S5的集电极通过第一旁路电感L3与逆变电路的第一输出端口(即端口A)连接，发射极与路第二IGBT单元S6的发射极连接。第二IGBT单元S6的集电极则通过第二旁路电感L4与逆变电路的第二输出端口(即端口B)连接。

本实施例中，第一IGBT单元S5中设置有反相并联的二极管D5，第二IGBT单元S6中同样设置有反相并联的二极管D6。

如图2所示，本实施例中，逆变器102还包括第二交流旁路202。第二交流旁路202形成有三个端口。其中，第二交流旁路202的第一端口和第二端口分别与逆变电路的第一输出端口(即端口A)和第二输出端口(即端口B)连接，第三端口则与逆变电路直流母线电容连接。具体地，第二交流旁路202的第三端口优选地与第一直流母线电容C1和第二直流母线电容C2的公共接地点连接。

具体地，本实施例中，第二交流旁路202优选地包括三个IGBT单元(即第三IGBT单元S7、第四IGBT单元S8和第五IGBT单元S9)。其中，第三IGBT单元S7的集电极与逆变电路的第一输出端口(即端口A)连接，第三IGBT单元S7的发射极与第四GIBT单元S8的发射极连接，第四IGBT单元S8的集电极则与逆变电路的第二输出端口(即端口B)连接。第五IGBT单元S9的发射极与第三IGBT单元的发射极连接(由于第三IGBT单元的发射极与第四IGBT单元的发射极电连接，因此第五IGBT单元的发射极也就同时会与第四IGBT单元的发射极电连接)，其集电极则通过第三电感L5与逆变电路中的第一直流母线电容C1(即上直流母线电容)和第二直流母线电容C2(即下直流母线电容)的公共连接点连接。

需要指出的是，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，第二交流旁路202还可以不配置第三电感L5，本发明不限于此。

本实施例所提供的无变压器逆变器的工作过程分为正、负周期两部分，其中，正周期以及负周期均包含功率传输阶段、反向充电阶段和续流阶段三个阶段。具体地，如图3～图10示出了本实施例中该逆变器的工作过程示意图。

如图3所示，当无变压器逆变器处于正向功率传输阶段时，此时H桥全控逆变电路中的第一逆变IGBT单元S1和第四逆变IGBT单元S4将处于导通状态从而在直流电源101与交流负载103之间形成导电回路，这样直流电源101所提供的电能也就可以传输至交流负载103。

而如果无变压器逆变器处于正周期的反向充电阶段时，如图4所示，此时H桥全控逆变电路中的第一逆变IGBT单元S1和第四逆变IGBT单元S4将会由导通状态变为关断状态，由于第一电感L1和第二电感L2的存在，此时第二逆变IGBT单元S2中的二极管D2以及第三逆变IGBT单元S3中的二极管D3将会处于导通状态。此时二极管D2以及二极管D3也就会形成第一电感L1、第二电感L2以及直流电源101之间的导电回路，这样第一电感L1、第二电感L2中所存储的电能也就会通过上述二极管流向直流母线电容以及直流电源101，从而实现正周期的反向充电。

本实施例中，由于第一交流旁路以及第二交流旁路的存在，该逆变器的正周期的续流阶段优选地分为两个子阶段(即第一续流阶段和第二续流阶段)。具体地，当逆变器处于第一续流阶段时，如图5所示，此时H桥全控逆变电路中的IGBT单元以及相应二极管均出关断状态，而第一交流旁路中的第二IGBT单元S6将处于导通状态，而第一IGBT单元S5中的二极管D5则会处于导通状态，这样第一IGBT单元S5中的二极管D5与第二IGBT单元S6也就可以在H桥全控逆变电路的两个输出端口(即端口A和端口B)直线形成导电回路，第一电感L1和第二电感L2中所存储的电能也就可以流向第一旁路电感L3和第二旁路电感L4，从而由第一旁路电感L3和第二旁路电感L4实现电能的存储。

而当逆变器处于第二续流阶段时，如图6所示，本实施例中，第二交流旁路202中的第三IGBT单元S7将处于导通状态，同时第四IGBT单元S8中的二极管D8将会正向导通，第五IGBT单元S9同样会处于导通状态，这样第一旁路电感L3和第二旁路电感L4所储存的电能就会流经第一IGBT单元S5中的二极管D5、第二IGBT单元S6、第三IGBT单元S7及第四IGBT单元S8中的二极管D8也就可以形成导电回路。并且若第一旁路电感L3和第二旁路电感L4所储存的电能不等，则第五IGBT单元S9与第三旁路电感L5组成的支路会有电流流经，进行补偿，实现第一旁路电感L3和第二旁路电感L4电压均衡功能。

类似地，当无变压器逆变器处于反向功率传输阶段时，如图7所示，此时H桥全控逆变电路中的第二逆变IGBT单元S2和第三逆变IGBT单元S3将处于导通状态从而在直流电源101与交流负载103之间形成导电回路，这样直流电源101所提供的电能也就可以传输至交流负载103。

而如果无变压器逆变器处于正周期的反向充电阶段时，如图8所示，此时H桥全控逆变电路中的第二逆变IGBT单元S2和第三逆变IGBT单元S3将会由导通状态变为关断状态，由于第一电感L1和第二电感L2的存在，此时第一逆变IGBT单元S1中的二极管D1以及第四逆变IGBT单元S4中的二极管D4将会处于导通状态。此时二极管D1以及二极管D4也就会形成第一电感L1、第二电感L2以及直流电源101之间的导电回路，这样第一电感L1、第二电感L2中所存储的电能也就会通过上述二极管流向直流母线电容以及直流电源101，从而实现负周期的反向充电。

本实施例中，由于第一交流旁路以及第二交流旁路的存在，该逆变器的负周期的续流阶段优选地分为两个子阶段(即第一续流阶段和第二续流阶段)。具体地，当逆变器处于第一续流阶段时，如图9所示，此时H桥全控逆变电路中的IGBT单元以及相应二极管均出关断状态，而第一交流旁路中的第一IGBT单元S5将处于导通状态，而第二IGBT单元S6中的二极管D6则会处于导通状态，这样第一IGBT单元S5与第二IGBT单元S6中的二极管D6也就可以在H桥全控逆变电路的两个输出端口(即端口A和端口B)直线形成导电回路，第一电感L1和第二电感L2中所存储的电能也就可以流向第一旁路电感L3和第二旁路电感L4，从而由第一旁路电感L3和第二旁路电感L4实现电能的存储。

而当逆变器处于第二续流阶段时，如图10所示，本实施例中，第二交流旁路202中的第四IGBT单元S8将处于导通状态，同时第三IGBT单元S7中的二极管D7将会正向导通，第五IGBT单元S9同样会处于导通状态，这样第一旁路电感L3和第二旁路电感L4所储存的电能就会流经第一IGBT单元S5中的二极管D5、第二IGBT单元S6、第三IGBT单元S7中的二极管D7及第四IGBT单元S8也就可以形成导电回路。并且若第一旁路电感L3和第二旁路电感L4所储存的电能不等，则第五IGBT单元S9与第三旁路电感L5组成的支路会有电流流经，进行补偿，实现第一旁路电感L3和第二旁路电感L4电压均衡功能。

在如图6和图10所示的阶段中，第一旁路电感L3和第二旁路电感L4会相当于一个电流源，其能够为第三IGBT单元S7和第四IGBT单元S8提供接通电流，从而使得第三IGBT单元S7和第四IGBT单元S8能够零电流导通，进而减小续流IGBT的开关损耗，并减小电流的漏电流。

再次如图2所示，本实施例中，优选地，逆变器102中还包含有控制电路203。控制电路203与逆变器中各个开关管连接，其能够控制各个开关管的运行状态，进而控制逆变电路以及交流旁路的状态。本实施例中，控制电路203优选的采用闭环控制的方式来对入网电流进行无偏差控制，其能够利用PWM波调制方式来生成对应于各个开关管的驱动信号，从而控制各个开关管的运行状态。。

具体地，本实施例中，控制电路203优选地通过控制逆变器中各个开关管的运行状态，来使得逆变器的电流跟踪电网电压。而为了控制电路，本实施例中，控制电路203优选地包括比例谐振(PR)控制器。

与普通的PID控制器和重复控(RC)控制器相比，PR控制器可以实现交流输入的无死区控制。此外，PR控制器实现低阶谐波补偿更为容易，其有助于简化控制系统的结构，因此选择PR控制器控制所提出的拓扑结构。

在连续模式下，PR控制器的传递函数如下所示：

其中，G(s)表示传递函数，k_p表示比例系数，k_r表示谐振系数，ω_c和ω₀分别表示频率带宽和系统带宽。

仿真设计采用离散模式，因此可以采用双线性变换实现上述公式的离散化。即存在：

其中，T表示离散采样时间。

对于PR控制器来说，根据控制器要求的带宽可以确定频率带宽ω_c，而根据控制器的增压则可以确定出谐振系数k_r，比例系数k_p则可以用于优化基于谐波阻抗的系统的稳态性能和抗干扰性能。

需要指出的是，在本发明的其它实施例中，根据实际需要，控制电路203中的控制器还可以采用其他合理的控制器，本发明不限于此。例如，在本发明的一个实施例中，控制电路203中的控制器也可以采用PID控制器、重复控制器或是无节拍控制器。

本实施例中，该逆变器优选地采用单极性调制方式。单极性调制逆变器拓扑具有良好的并网波形质量和成本低，体积和重量小的特点。

由于单向续流路径的存在，在传统调制方式下，桥臂输出电压u_AB只能与电网电压同相，无功输出无法实现。而对于本实施例所提供的逆变器来说，如果该全桥逆变电路处于续流阶段并且功率晶体管S1至S4关断，则功率晶体管S5至S9则会被调制以允许续流电流根据前沿或滞后命令电流而改变，这样不仅维持反应的输出功率大，而且还能实现软开关功能。

基于上述思想，本实施例中，调制参考波可以根据电压和电流的方向分为四个扇区，具体如表1所示。

表1

在扇区II和扇区IV中，电流和电压方向相同，可以按照常规方法进行调制。也就是说，调制参考波处于正向(扇区II)，IGBT单元S1和IGBT单元S4被高频调制，并且正向续流阶段IGBT单元S5接通，S6在扇区II几乎一直接通。当调制的参考波在负方向(扇区IV)，IGBT单元S2和IGBT单元S3被高频调制，并且反向续流阶段IGBT单元S6开通，S5在扇区IV几乎一直接通。

当电流和电压的方向相反(即在I扇区和III扇区)时，值得注意的是，当逆变器拓扑结构输出无功功率并且在扇区I和扇区III中操作时，与在其它扇区或单位功率因数上运行不同它的调制方式也是不同的。IGBT单元S5和IGBT单元S6是高频调制，且在续流阶段开通，开关状态一致。

而IGBT单元S7、IGBT单元S8和IGBT单元S9则在续流阶段保持接通且不是在整个续流阶段接通，而是待电感L3和电感L4充满电之后，再接通，此调制方式可使S7、S8零电流开通。

当电流滞后于电压相位角α时，无功补偿调制策略如图11所示。当电流超前电压时，可以得到类似的调制策略。在图11中，u_g表示电网电压，i_g表示电网电流，α表示电网电压u_g滞后于电网电流i_g的角度，i_ref表示调制参考电流波形。

在使用无变压器隔离式光伏并网逆变器的光伏系统中，漏电流的主要原因是光伏组件与地之间的寄生电容。当光伏阵列-寄生电容-电网形成回路时，共模电压将作用于寄生电容并产生共模电流。

为了验证所提出拓扑的性能，本实施例中采用如图12所示的仿真电路来对本实施例所提供的无变压器逆变器的性能进行仿真，其仿真结果如图13至图20所示。在图12中，漏电流回路如图中的虚线部分所示，仿真参数如表2所示。

表2

逆变器参数数值光伏直流电压U_dc360V电网电压/频率220V/50Hz开关频率20KHz电容C1,C23mF滤波电感L1,L23mH电感L3,L4,L51mH寄生电容C_PV1,C_PV20.04μF线路阻抗R_g1Ω

图13至图20主要显示了在单位功率因数和功率因数为0.833滞后的情况下，所提出的拓扑和普通的单相并网光伏逆变器拓扑的输出电流和漏电流波形。其中，图13示出了单位功率因数下普通单相并网光伏逆变器下的电压和电流的仿真波形，图14示出了单位功率因数下普通单相并网光伏逆变器的漏电流i_leakage的仿真波形，图15示出了单位功率因数下本实施例所提供的无变压器逆变器下的电压和电流的仿真波形，图16示出了单位功率因数下本实施例所提供的无变压器逆变器下的漏电流i_leakage的仿真波形。

图17示出了功率因数为0.833滞后的情况下普通单相并网光伏逆变器下的电压和电流的仿真波形，图18示出了功率因数为0.833滞后的情况下普通单相并网光伏逆变器的漏电流i_leakage的仿真波形，图19示出了功率因数为0.833滞后的情况下本实施例所提供的无变压器逆变器下的电压和电流的仿真波形，图20示出了功率因数为0.833滞后的情况下本实施例所提供的无变压器逆变器下的漏电流i_leakage的仿真波形。

通过对比仿真波形，可以发现，在大功率光伏系统中，普通单相光伏并网逆变器拓扑结构的漏电流约为80mA，但本实施例所提出的逆变器的拓扑结构漏电流大幅下降，约为3mA。由此可以得出结论，本实施例所提出的无变压器逆变器的拓扑结构对抑制漏电流非常有帮助，其能够使得漏电流几乎降为零，而这意味着系统损失非常低。

从上述描述中可以看出，与普通的单相并网光伏逆变器相比，本发明所提出的逆变器为了减小漏电流和单个开关损耗，在续流支路的两端都设置有一个新的支路(即第一交流旁路和第二交流旁路)。该无变压器逆变器能够传输无功功率，并且能够有效抑制电路中的漏电流。

对于大功率系统，本发明所提供的逆变器将两个单向续流电路嵌入在全桥逆变器的中点之间，以获得在续流期间将光伏电池板与电网隔离的续流通道。拓扑续流电路主要流经旁路电路，其能够有效隔离续流相与其他相的相互作用，有利于获得更高的效率。同时，该逆变器并不需要输入电压分配控制，可以减少谐波电流和漏电流。

与直流旁路拓扑相比，交流旁路拓扑具有较低的功率损耗，这是由于流经开关的电流较低。交流旁路拓扑通过在两条腿的中点添加一个双向开关，实现了一个新的续流路径。与普通全桥逆变器相比，开关器件的耐压和开关损耗减半，可有效减少滤波器等无源元件的体积和重量。在换向期间，每个功率半导体器件经受U_dc/2的电压。这有助于提高逆变器的电压水平和功率水平，为元件选择留出更多空间；同时开关损耗越小，开关频率越高，谐波越低。

此外，在非单位功率因数下，普通逆变器的输出电压波形存在失真现象，而本发明所提供的逆变器的输出波形具有良好的性能。同时上述仿真结果也验证了本发明提出的控制方案的正确性以及有效性。该逆变器消除了漏电流，实现了优异的网络质量波形。

应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构或处理步骤，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。

说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。

虽然上述示例用于说明本发明在一个或多个应用中的原理，但对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的原理和思想的情况下，明显可以在形式上、用法及实施的细节上作各种修改而不用付出创造性劳动。因此，本发明由所附的权利要求书来限定。