一种零电压开关同步整流Boost电路、零电压开关Boost电路及其控制方法

摘要

本发明提供一种零电压开关同步整流Boost电路、零电压开关的Boost电路及其控制方法，在主功率电路的整流电路中串入辅助谐振电路，当主功率开关管关断后，利用Boost升压电感的电流实现辅助开关管的零电压导通，然后利用谐振电容与谐振电感的谐振实现谐振电感电流的快速增加并且促使谐振电感的电流大于Boost升压电感的电流，并利用与谐振电容并联的二极管对谐振电感电流的续流，以保证谐振电容的电压不会反向以及谐振电感的电流在达到最大值后不会快速减小。当辅助开关管关断后，利用谐振电流与Boost升压电感电流的差值来实现主开关管的零电压开通。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子电路，尤其涉及一种零电压开关Boost电路及其控制方法。

背景技术

一种传统的电源框图如图1所示，桥式整流电路11将AC输入转换成直流电压供给Boost变换器20，所述Boost变换器提供功率因素矫正功能以满足行业标准或者单纯地将波动较大的电压变换到一个稳定的电压或者变化范围较小的一个电压范围，后级的DC/DC变换器将所述Boost变换器的输出电压变换到负载所需的电压并实现隔离的作用。通常情况，AC输入范围为85～265VAC，Boost变换器的稳压值为400V或者稳压范围为200～400V。前级Boost电路的输出电压范围越窄，后级DC/DC变换器设计越简单、能够达到的性能越好。

一种传统的Boost变换器20如图2所示，当主开关管22在控制电路26的作用下进入导通状态时，电感21的一端通过主开关管22短接到地，而所述电感21的另一端与电源正相连，因此输入电压Vin将使电感21中的电流上升。同时，在主开关22的导通时间内，整流二极管23反向偏置而处于截止状态，输出滤波电容24给负载供电。当主开关管22被控制电路26关断时，电感电流不能突变，在主开关管22导通时间内储存在电感21中的能量能够通过整流二极管23供给负载。输出滤波电容24维持输出电压基本为常量。主开关管22的导通时间和关断时间由控制电路26决定，以保证输出电压为某个设定的电压值。

随着电力电子技术的发展进步，电力电子电路朝着高频化、小型化方向发展。因工作频率的提高，电源模块可以使用更小的器件，拥有更小的体积。对于上述传统的Boost变换器20，主开关管22的开关过程存在开关损耗，并且在电感电流连续时，整流二极管23存在反向恢复损耗，因而高频工作将引起上述传统的Boost变换器20的开关损耗的明显增加并导致模块效率的显著降低，由于变换器损耗的增加、体积的减小，模块发热严重，可靠性显著降低。零电压开关的变换器可以大大降低开关损耗，因而，零电压开关的变换器越来越引起人们的关注。

一种现有的实现ZVS的Boost电路为如图6-1所示的同步整流Boost电路，采取PWM控制，图6-2 所示为其工作时序波形，利用输出电压和同步整流二极管来实现Boost升压电感的负向励磁，利用负向的电感电流来实现主开关管ZVS，实现该工作过程的条件是电路工作在DCM模式，即电感电流过零。该电路适合功率较小的场合，并且轻载时负向电流明显增加，轻载效率不高。

现有的另一种典型控制方式的同步整流Boost变换器及其控制框图如图7所示，检测Boost升压电感的负电流、输入电压Vin与输出电压Vout来做控制，其中检测Vout来控制输出电压稳定，检测Vin来设置升压电感负向电流的最小值，检测升压电感负向电流来控制同步整流二极管的关断，为PFM控制。轻载时工作频率更高，轻载效率偏低；高压轻载时工作频率更高，高压轻载效率更低。

发明内容

有鉴如此，本发明提供一种零电压开关同步整流Boost电路、零电压开关的Boost电路及其控制方法，以解决高频工作开关损耗过大的问题，解决电感电流连续整流二极管存在的反向恢复问题，同时也解决硬开关所产生的EMI问题。同时为了提高轻载效率，本发明还提供一种轻载控制方法，以进一步提高Boost 变换器的整体效率。并且所述控制方法自动适应DCM(电流断续模式)与CCM(电流连续模式)工作模式。

一种零电压开关Boost电路，包含升压电感31、主开关管32、整流二极管33、输出滤波电容34以及控制电路36，还包含零电压开关电路40；

升压电感31的一端连接输入电压+，升压电感31的另一端连接主开关管32的漏极，主开关管32的源极连接输入电压-，主开关管32的的栅极连接控制电路的一路输出端；输出滤波电容34的两端输出电压 Vout给后级负载供电；所述控制电路36根据输出电压Vout产生反馈电压信号并根据反馈电压信号调节主开关管32的占空比；所述零电压开关电路40的输入端与升压电感31的另一端相连，所述零电压开关电路40的输出端与所述整流二极管33的阳极相连，所述零电压开关电路40的控制端与控制电路的另一路输出端相连；所述整流二极管33的阴极连接输出滤波电容34的正极。

优选的，零电压开关Boost电路还包括一个CS电流检测电路，所述CS电流检测电路的输入端连接主开关管32的源极，用于检测主开关管32的源极的电流；所述CS电流检测电路的输出端连接控制电路。

优选的，所述的零电压开关电路40包含谐振电感41、辅助开关管42、谐振电容44，谐振电感41的一端作为零电压开关电路40的输入端，谐振电感41的另一端作为零电压开关电路40的输出端；辅助开关管42的源极连接谐振电感41的一端，辅助开关管42的漏极连接谐振电容44的正极，谐振电容44的负极连接谐振电感41的另一端；辅助开关管42的栅极作为零电压开关电路40的控制端。

优选的，所述的零电压开关电路40还包括辅助二极管43，辅助二极管43的阴极连接谐振电容44的正极，辅助二极管43的阳极连接谐振电容44的负极。

优选的，控制电路对主开关管32与辅助开关管42的控制为互补驱动控制。

优选的，主开关管32与辅助开关管42为MOS管或IGBT，所述辅助二极管43为肖特基二极管。

一种零电压开关Boost电路的控制方法：CS电流检测电路检测主开关管32的峰值电流，当所述峰值电流减小到设定的参考值时从控制上保持这个最小峰值电流不再减小，当输入电压升高或者负载继续减小造成主开关管32峰值电流有继续减小的趋势时，通过降低主开关管32的工作频率来稳定Boost电路的输出；而当主开关管32的工作频率达到最小工作频率时则进入跳频工作。

一种零电压开关的同步整流Boost电路，包括升压电感31、主开关管32、输出滤波电容34、同步整流开关管81，还包含零电压开关电路40；

升压电感31的一端连接输入电压+，升压电感31的另一端连接主开关管32的漏极，主开关管32的源极连接输入电压-，主开关管32的的栅极连接控制电路的一路输出端；输出滤波电容34的两端输出电压 Vout给后级负载供电；所述控制电路36根据输出电压Vout产生反馈电压信号并根据反馈电压信号调节主开关管32的占空比；所述零电压开关电路40的输入端与主开关管32的漏极相连，所述零电压开关电路 40的输出端与同步整流开关管81的源极相连，所述零电压开关电路40的控制端与控制电路的另一路输出端相连；所述同步整流开关管81的漏极连接输出滤波电容34的正极，所述同步整流开关管81的栅极与控制电路的第三路输出端相连。

优选的，所述的零电压开关电路40包含谐振电感41、辅助开关管42、谐振电容44，谐振电感41的一端作为零电压开关电路40的输入端，谐振电感41的另一端作为零电压开关电路40的输出端；辅助开关管42的源极连接谐振电感41的一端，辅助开关管42的漏极连接谐振电容44的正极，谐振电容44的负极连接谐振电感41的另一端；辅助开关管42的栅极作为零电压开关电路40的控制端。

优选的，主开关管32与辅助开关管42互补驱动，辅助开关管42与同步整流开关管81同步驱动。

优选的，所述的零电压开关电路40还包括辅助二极管43，辅助二极管43的阴极连接谐振电容44的正极，辅助二极管43的阳极连接谐振电容44的负极。

就电路本身而言，本发明目的是这样实现的，在主功率电路的整流电路中串入辅助谐振电路，当主功率开关管关断后，利用Boost升压电感的电流实现辅助开关管的零电压导通，然后利用谐振电容与谐振电感的谐振实现谐振电感电流的快速增加并且促使谐振电感的电流大于Boost升压电感的电流，并利用与谐振电容并联的二极管对谐振电感电流的续流，以保证谐振电容的电压不会反向以及谐振电感的电流在达到最大值后不会快速减小。当辅助开关管关断后，利用谐振电流与Boost升压电感电流的差值来实现主开关管的零电压开通。

就控制而言，本发明的零电压Boost电路可以简单地采用互补驱动来实现主开关管与辅开关管的零电压开通的功能，在这种简单的控制实现中，只需采样输出电压来控制主开关管的导通时间即可。辅助开关管导通前的电压应力很小，因而主管关断后就可立即开通辅助开关管，也就是说这个死区时间可以很短；但是主开关管导通前的电压应力为Vout，需要一定的时间才能抽到零，因此辅开关管关断与主开关管导通之间需要留合适的死区时间。

就轻载控制而言，为了提高本发明零电压Boost电路在轻载时的效率，本发明提出了一种在互补控制的基础上实现降频控制的方法，在采样输出电压的基础上采样主开关管的峰值电流，当负载减小时，主开关管峰值电流减小，当负载减小到一定程度时电路进入DCM模式工作。当峰值电流减小到一定程度时从控制上保持这个最小峰值电流不再减小，即最小峰值电流控制，也就是说负载继续减小时通过降低开关管的工作频率来稳定变换器的输出，而当工作频率达到最小工作频率时则进入跳频(Burst)工作模式，该控制能保证轻载降频的同时仍然实现主开关管与辅开关管的ZVS(零电压开通)，有利于提升模块的轻载效率和EMI性能。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)实现ZVS工作不受工作模式的限制，在CCM模式与DCM模式下均能实现主开关管与辅助开关管的 ZVS；

(2)应用简单；

(3)整流二极管电流自然过零关断，不存在反向恢复问题；

(4)在互补驱动下也很容易实现轻载降频工作，轻载效率更高；

(5)ZVS的实现不影响Boost升压电感的电流，Boost升压电感的电流不会过零，可以用于PFC控制；

(6)当应用于同步整流Boost电路时，Boost升压电感无需负向励磁就能实现主开关管的零电压开通。

附图说明

图1为传统的电源框图；

图2为传统的二极管整流Boost变换器原理图；

图3为根据本发明的零电压Boost变换器电路实施例1电路原理图及控制框图；

图4为根据本发明的零电压Boost变换器施例1的工作模态图；

图5为根据本发明的零电压Boost变换器施例1的工作波形；

图6-1为一种现有的同步整流Boost变换器及其控制框图；

图6-2为图6-1所示同步整流Boost变换器的控制时序图；

图7为现有的具有另一种控制方式的同步整流Boost变换器及其控制框图；

图8-1为根据本发明的零电压Boost电路实施例2电路原理图及控制框图；

图8-2为根据本发明的零电压Boost电路实施例2的频率变化曲线示意图；

图9为根据本发明的零电压Boost电路实施例3电路原理图；

图10为根据本发明的零电压Boost电路实施例4电路原理图；

具体实施方式

第一实施例

图3所示为依据本发明的零电压开关Boost电路施例1原理图，与传统Boost电路类似，所述零电压开关Boost电路30包含升压电感31、主开关管32、整流二极管33、输出滤波电容34以及控制电路36，输出滤波电容34的两端输出电压Vout给负载35供电；所述控制电路36根据输出电压Vout产生反馈电压信号并根据反馈电压信号调节主开关管32的占空比；升压电感31的一端连接输入电压+，升压电感31的另一端连接主开关管32的漏极，主开关管32的源极连接输入电压-，主开关管32的的栅极连接控制电路的一路输出端。与传统Boost电路不同的是，所述零电压开关Boost电路30还包含零电压开关电路40，所述零电压开关电路40的输入端与升压电感31的另一端相连，输出端与所述整流二极管33的阳极相连，控制端与控制电路的另一路输出端相连。

所述零电压开关电路40包含谐振电感41、辅助开关管42、辅助二极管43、谐振电容44，谐振电感 41的一端连接升压电感31的另一端，谐振电感41的另一端连接整流二极管33的阳极，整流二极管33的阴极连接输出滤波电容34的正极；辅助开关管42的源极连接谐振电感41的一端，辅助开关管42的漏极分别连接谐振电容44的正极和辅助二极管43的阴极，谐振电容44的负极连接辅助二极管43的阳极并且连接到谐振电感41的另一端。

图3中Ds1和Cs1分别为主开关管32的寄生二极管和寄生电容，实际电路中并不存在；同样，Ds2 和Cs2分别为辅助开关管42的寄生二极管和寄生电容。

所述主开关管32与辅助开关管42为全控型半导体开关；

优选地，主开关管32与辅助开关管42为图3所示MOS管；

优选地，主开关管32与辅助开关管42为IGBT；

优选地，主开关管32与辅助开关管42为SiC MOS管或GaN MOS管；

优选地，辅助二极管43为肖特基二极管。

图4所示为本发明实施例1开关工作过程中的主要工作模态，图5所示为本发明实施例1开关工作过程中的主要波形，现对照工作模态对工作波形做简要说明。

Mode1(t0～t1)：t0时刻，辅助开关管42处于关断截止状态，主开关管32从导通状态切换到关断截止状态，因电感电流不能突变，短时间内可认为谐振电感41电流不变，升压电感31的电流一部分给所述主开关管32的漏源极结电容Cs1充电，导致Vds1快速上升；另一部分电流给所述辅助开关管42漏源极结电容Cs2放电，导致Vds2快速下降到0；

Mode2(t1～t2)：t1时刻，所述辅助开关管42漏源极结电容Cs2被放电到0V，所述辅助开关管42体二极管Ds2导通，所述升压电感31的电流的一部分继续给所述主开关管32的漏源极结电容Cs1充电，另一部分通过所述辅助开关管42的体二极管Ds2给所述谐振电容44(Cr)充电，同时，所述谐振电容44 的电压VCr加在所述谐振电感41两端给谐振电感励磁，也即所述主开关管32的漏源极结电容Cs1与所述谐振电容44(Cr)并联后与所述谐振电感41谐振；

Mode3(t2～t3)：t2时刻，所述辅助开关管42零电压导通，不影响此时正在进行的谐振过程，t3时刻，所述谐振电容44(Cr)电压谐振到0V，所述谐振电感41的电流达到最大值；

Mode4(t3～t4)：此时间段内，辅助二极管43导通，所述谐振电感41的电流通过所述辅助二极管43 与辅助开关管42续流并保持基本不变；

Mode5(t4～t5)：t4时刻，辅助开关管42关断，谐振电感41的电流的一部分给所述辅助开关管42漏源极结电容Cs2充电，另一部分给所述主开关管32的漏源极结电容Cs1放电，也即所述主开关管32的漏源极结电容Cs1与所述辅助开关管42漏源极结电容Cs2并联后与所述谐振电感41谐振；

Mode6(t5～t6)：t5时刻，辅助开关管42漏源极电压Vds2上升到Vout，主开关管32的漏源极压Vds1 减小到0V，所述主开关管32的体二极管Ds1导通，加在Lr两端的电压为-Vout，iLr线性减小，加在Lp 两端电压为Vin，iLp线性增加；

Mode7(t6～t7)t6时刻，主开关管32零电压导通，不影响此前的工作过程，iLr继续线性减小，iLp 继续线性增加，直到iLp>iLr时，流过主开关管32的电流变为正电流；

Mode8(t7～t8)：t7时刻，谐振电感41的电流线性减小到0，整流二极管33零电流关断，辅助开关管 42漏源极结电容Cs2与谐振电容44(Cr)串联后与Lr谐振，t8时刻，所述辅助开关管42漏源极电压Vds2 谐振到0V，谐振电感41电流达到负的最小值；

Mode9(t8～t9)：t8时刻，辅助开关管42体二极管Ds2导通，谐振电容44(Cr)与Lr串联谐振，t9 时刻，所述谐振电感41的电流谐振到0，谐振电容电压达到一个相对稳定值的值；

Mode10(t9～t10)：谐振电容电压达到一个相对稳定的值后Lr将与辅助开关管42漏源极结电容Cs2 小幅度谐振，在这里被忽略掉而没有出现在典型工作波形中；t10时刻，主开关管32再次从导通状态切换到关断截止状态，开始另一个循环过程。

第二实施例

图8-1示出了根据本发明的第二实施例的原理图及控制框图，与第一实施例不同的是，在主开关管32 的源极与控制电路之间，增加了一个CS电流检测电路。

此实施例主要体现在轻载控制上，采样输出电压Vout控制输出电压的稳定，采样主开关管峰值电流来实现轻载控制。当负载减小时，主开关管峰值电流减小，当负载减小到一定程度时电路进入DCM模式工作。当峰值电流减小到一定程度时从控制上保持这个最小峰值电流不再减小，即最小峰值电流控制，也就是说负载继续减小时通过降低开关管的工作频率来稳定变换器的输出，而当工作频率达到最小工作频率时则进入Burst工作模式，该控制能保证轻载降频的同时时仍然实现主开关管与辅开关管的ZVS，有利于提升模块的轻载效率。图8-2所示为对应的频率控制变化曲线示意图。

第三实施例

图9示出了依据本发明的第三实施例的原理图，也就是说本发明的零电压开关电路40同样适用于同步整流的Boost电路，与实施例1的区别在于整流二极管33换成了同步整流开关管81，所述零电压开关电路40的输入端与主开关管32的漏极相连、输出端与同步整流开关管81的源极相连，而同步整流开关管81的漏极连接输出滤波电容34的正极。另外本实施例还包含控制电路86，控制电路86输出三路驱动信号来控制主开关管32、辅助开关管42以及同步整流开关管81的开关，其中主开关管32与辅助开关管 42互补驱动，辅助开关管42与同步整流开关管81同步驱动。

本实施例的工作原理可以参照实施例1的工作原理，此处不再详细说明。特别说明的是当Boost升压电感31电流连续时(电流不过零)也能实现主开关管与同步整流开关管的零电压开通，而当Boost升压电感31电流断续时(电流过零)，升压电感将在输出电压的作用下负向励磁而产生负电流，在此情况下当辅助开关管与同步整流开关管关断时升压电感的负向励磁电流与谐振电感的电流将同时作用来抽取主开关管32的漏源极结电容电荷，因而这并不影响主开关管零定压的实现。

第四实施例

图10示出了依据本发明的第四实施例的原理图，此实施例与实施例1的区别在于少了与谐振电容并联的辅助二极管43，同样采取互补驱动控制，当Boost升压电感电流连续时，此实施例与实施例1工作原理一致，同样可以实现主开关管与辅开关管的零电压开通，这里不再做详细说明。

以上公开的仅为本发明的具体实施例，但是本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员在未脱离本发明的核心思想的前提下对本发明进行的若干修饰均应该落在本发明权利要求的保护范围之类。