一种滞环电流控制的包络线跟踪电源及控制方法

摘要

本发明涉及一种滞环电流控制的包络线跟踪电源,由多电平变换器、AB类线性放大器和滞环电流控制电路组成。AB类线性放大器采用电压闭环控制，保证输出电压精度，同时线性放大器的输出给负载供电。多电平变换器由电平产生单元及电平选通单元组成。电平产生单元产生多路独立的电平，滞环电流控制电路通过电平选通单元选择适当的电平输出，电平选通单元的输出通过电感给负载供电，本发明采用滞环电流控制的多电平变换器可以动态的调节电感电流的变化率拟合负载电流变化率，避免因为两者电流变化率差值较大，造成开关变换器的开关频率大幅的增加，有效的提升了系统的效率。

说明书

技术领域

本发明涉及一种滞环电流控制的包络线跟踪电源，应用于无线通信设备的射频功率放大器供电，属于通信及功率变换的范畴。

背景技术

随着移动通信的发展，用户的数量大量增加，导致移动通信系统所需传输的数据量大幅的增加。除此之外，用户对多媒体业务的需求，要求移动通信系统能够提供更快的数据传输速率。为了在有限的频谱资源内传输更多的数据以及加速数据的传输速率，需采用频谱利用率较高的调制方式，如正交幅值调制及正交相移键控等。但是此类调制方式会导致射频信号(Radio Frequency,RF)的包络线随时间随机变化，且具有较大的峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)。为了保证RF信号传输过程的线性度，此时需使用线性功率放大器，如A类及AB类功率放大器，对RF信号进行功率放大。但是采用恒压供电的线性功率放大器在放大具有较大PAPR的RF信号时，其效率较低，造成了巨大的能源浪费。包络线跟踪(Envelope Tracking,ET)技术根据RF信号包络的幅值动态的调节线性功率放大器的供电电压以大幅提升功率放大器的效率。据相关研究报道，对一个包含20000个基站的欧洲典型通信网络而言，在3G通信时采用ET供电方式，将比传统的恒压供电方式每年节省28MW的功率消耗和3000万美元的电费开支，并可减少11万吨的CO2排放量。因此，包络线跟踪技术具有广阔的应用前景和巨大的社会、经济价值，同时对保护环境和减轻温室效应也具有重要的现实意义。

ET电源作为ET技术的关键组成部分，其对整个ET系统的效率及线性度有较大的影响。为了取得较高的系统效率，要求ET电源自身具有较高的效率及带宽。而随着移动通信的发展，RF信号包络线的带宽快速地增加，在3G通信系统中已达5MHz，而在4G通信系统中，其带宽已高达20MHz。如何高效率的实现对如此快速变化的包络线信号的准确跟踪，对ET电源的设计提出了极大的挑战。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术存在的问题，提出一种滞环电流控制的包络线跟踪电源。

本发明的技术方案具体如下：一种滞环电流控制的包络线跟踪电源,包括AB类线性放大器，AB类线性放大器输出端与负载连接，该跟踪电源还包括多电平变换器和滞环电流控制电路，所述多电平变换器包括电平产生单元和电平选通单元，电平产生单元输出多路独立的电平，电平选通单元输入端与多路独立的电平连接，滞环电流控制电路与电平选通单元连接，并控制电平选通单元选择一路电平作为输出，电平选通单元的输出串联一电感后与AB类线性放大器的输出一起并联在负载两端。

对上述技术方案的进一步设计为：所述电平产生单元包括多路Buck变换器，多路Buck变换器的输入端并联，每路Buck变换器输出一路独立的电平。

所述电平选通单元包括多个选通开关，每个选通开关均由开关管和二极管串联组成，且输入端连接一路独立的电平。

所述滞环电流控制电路包括电感电流计算模块、负载电压及电流计算模块、滞环比较器、电平值计算模块和控制信号产生模块，所述电感电流计算模块的输出端和负载电压及电流计算模块的输出端分别与滞环比较器的输入端连接，负载电压及电流计算模块的输出端和滞环比较器的输出端分别与电平值计算模块的输入端连接，电平值计算模块的输出端与控制信号产生模块的输入端连接，控制信号产生模块输出控制信号，该控制信号可控制选通开关启闭。

所述AB类线性放大器的输出电压采用闭环控制。

一种滞环电流控制方法，用于权利要求2所述滞环电流控制的包络线电源中，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、将上个时钟周期(n-1)的ET电源基准信号v_env分别输入电感电流计算模块和负载电压及电流计算模块，并将上一个时钟周期(n-1)的多路控制信号输入电感电流计算模块，电感电流计算模块通过计算得到当前时钟周期n的理论计算电感电流i_{CSC_T}；负载电压及电流计算模块通过计算得到理论计算负载电压v_{o_T}和理论计算负载电流i_{o_T}；

步骤2、将i_{CSC_T}和i_{o_T}输入滞环比较器，得到滞环比较器输出S_hys；

步骤3、将S_hys、v_{o_T}、和i_{o_T}输入电平值计算模块，计算得到合适的电平值；

步骤4、将步骤3得到的电平值输入控制信号产生模块，得到当前时钟周期n的多路控制信号S₂～S_m，m为独立电平的路数；

步骤5、将多路控制信号S₂～S_m分别作用于对应的选通开关SW₂～SW_m，控制选通开关启闭，电平选通单元根据选通开关的启闭情况输出多电平变换器斩波点电压v_sw。

所述电感电流计算模块计算i_{CSC_T}的方法为：

其中V_k为电平产生单元产生的独立电平，1≤k≤m，max(S_k·V_k)为S_k·V_k的最大值，K_v为ET电源的电压放大倍数，T_sp为时钟周期。

所述滞环比较器的传输特性为：

其中，Δi为滞环比较器的半环宽。

所述电平值计算模块的输出分为五种情况，具体为：

其中，V₁～V_m为电平产生单元产生的多路独立电平。

本发明与现有技术相比，有益效果为：

1、本发明采用滞环电流控制的多电平变换器可以动态的调节电感电流的变化率拟合负载电流变化率，避免因为两者电流变化率差值较大，造成开关变换器的开关频率大幅的增加，有效的提升了系统的效率。

2、本发明中，滞环电流控制电路由FPGA实现，且通过电感电流计算模块代替实际采样电路，避免使用电流采样器，控制电路的结构简单。

附图说明

图1为本实施例包络线跟踪电源的电路图。

图2为本实施例包络线跟踪电源中滞环电流控制电路的结构图。

图3是电平产生单元的电路图。

图4是滞环比较器的传输特性示意图。

图5是电平计算单元的关键点波形图。

图6是本实施例包络线跟踪电源的关键点波形图。

上述附图中的主要符号名称为：V_in是AB类线性放大器和多电平变换器的供电电压，v_env是ET电源的基准信号，v_bias为偏置电压源，Q_u和Q_d为线性放大器的输出功率管，i_lin为线性放大器的输出电流，i_CSC为电感电流，i_o为负载电流，v_o为负载电压，R_Ld为负载电阻，v_sw为多电平变换器斩波点电压，L为滤波电感，V₁～V_m为电平产生单元产生的独立电平，SW₂～SW_m为选通开关，S₂～S_m为选通开关对应的控制信号，D₁～D_m-1为阻断二极管，K_v为ET电源的电压放大倍数，v_{o_T}为理论计算的负载电压，i_{o_T}为理论计算的负载电流，i_{CSC_T}为理论计算的电感电流，Δi为滞环比较器的半环宽，S_hys为滞环比较器的输出，T_sp为数字控制芯片FPGA的时钟周期。

具体实施方式

以下需要结合附图对本发明作进一步说明：

实施例

如图1所示，本实施例的滞环电流控制的包络线跟踪电源，包括AB类线性放大器，多电平变换器和滞环电流控制电路，所述多电平变换器包括电平产生单元和电平选通单元，电平产生单元输出多路独立的电平，电平选通单元输入端与多路独立的电平连接，滞环电流控制电路与电平选通单元连接，并控制电平选通单元选择一路电平作为输出，电平选通单元的输出串联一电感后与AB类线性放大器的输出一起并联在负载两端，供电电压V_in和负载的负端均接地。

其中线性放大器采用电压闭环控制，通过采样负载电压v_o，采样值与基准信号v_env比较，误差信号送入电压调节器，电压调节器的输出驱动线性放大器的输出功率管Q_u和Q_d。

电平产生单元将输入电压V_in变换成多个独立的电平值，其有多种实现方式，本实施例采用采用多路独立的Buck变换器实现，其电路图如图3所示多路Buck变换器的输入端并联在输入电压V_in上，每路Buck变换器输出一路独立的电平。每路Buck变换器均由一个开关、一个二极管、一个电感和一个电容组成，二极管负极与电感一端通过开关与供电电压正极连接，二极管正极接地，电容一端接地，另一端与电感另一端连接，电容两端电压为一路独立的电平。

电平选通单元选择电平产生单元产生的电平值加于电感侧，以调节电感电流给负载供电。电平选通单元由多个选通开关组成，每个选通开关由开关管和二极管串联组成。因为最高电平对应的选通管始终承受正向电压，因此对应最高电平的二极管可去除。又因为当所有选通管全部关断时，最低电平通过二极管自然导通，所以对应最低电平的开关管可去除。

如图2所示，滞环电流控制电路由FPGA实现，其实现控制的具体步骤为：

步骤1、将上个时钟周期(n-1)的ET电源基准信号v_env分别输入电感电流计算模块和负载电压及电流计算模块，并将上一个时钟周期(n-1)的多路控制信号输入电感电流计算模块，电感电流计算模块通过计算得到当前时钟周期n的理论计算电感电流i_{CSC_T}；负载电压及电流计算模块通过计算得到理论计算负载电压v_{o_T}和理论计算负载电流i_{o_T}；

步骤2、将i_{CSC_T}和i_{o_T}输入滞环比较器，得到滞环比较器输出S_hys；

步骤3、将S_hys、v_{o_T}、和i_{o_T}输入电平值计算模块，计算得到合适的电平值；

步骤4、将步骤3得到的电平值输入控制信号产生模块，得到当前时钟周期n的多路控制信号S₂～S_m，m为独立电平的路数；

步骤5、将多路控制信号S₂～S_m分别作用于对应的选通开关SW₂～SW_m，控制选通开关启闭，电平选通单元根据选通开关的启闭情况输出多电平变换器斩波点电压v_sw。

其中电感电流计算模块通过理论计算电感电流值替代实际采样值，参与控制信号的产生。具体为：第n个时钟周期的电感电流值i_{CSC_T}(n)，可以根据上一个时钟周期的电感电流值i_{CSC_T}(n-1)，以及加在电感两端的电压计算而得。负载电压及电流计算模块通过输入基准信号v_env，然后将v_env放大K_v倍等到负载电压，然后该电压加载在负载R_Ld上得到负载电流，ET电源的负载电压是对基准信号v_env的线性放大，其存在

v_o＝K_v·v_env>

进而电感电流表达式为

其中max(S_k·V_k)为S_k·V_k的最大值。

图4给出滞环比较器的传输特性，当i_{CSC_T}(n)<i_{o_T}(n)-Δi时，S_hys＝1，当i_{CSC_T}(n)>i_o(n)+Δi时，S_hys＝0，当i_{o_T}(n)-Δi≤i_{CSC_T}(n)≤i_{o_T}(n)-Δi时，S_hys保持不变，S_hys具体可表达为

电平值计算模块根据滞环比较器的输出S_hys，i_{o_T}以及v_{o_T}的信息计算并选择合适的电平值。具体分为以下五种情况，如图5所示，具体为：

情况I：S_hys(n-1)＝0，且S_hys(n)＝1，且i_{o_T}(n)<i_{o_T}(n+1)，如t₁时刻所示，为了保证电感电流对负载电流的跟踪性能，电感电流上升率需大于负载电流上升率，此时v_sw(n)需满足

为了降低多电平变换器的等效开关频率，两者斜率应尽可能接近，此时v_sw(n)选取满足式(4)的最低电平值。

情况II：S_hys(n-1)＝0，且S_hys(n)＝1，且i_{o_T}(n)≥i_{o_T}(n+1)，如t₃时刻所示，为了保证电感电流上升，此时v_sw(n)需满足

v_sw(n)＞v_{o_T}(n)>

此时v_sw选取满足式(5)的最低电平值。

情况III：S_hys(n-1)＝1，且S_hys(n)＝0，且i_{o_T}(n)≥i_{o_T}(n+1)，如t₄时刻所示，为了保证电感电流对负载电流的跟踪性能，电感电流下降率需大于负载电流下降率，此时v_sw(n)需满足

此时v_sw(n)选取满足式(6)的最高电平值。

情况IV：S_hys(n-1)＝1，且S_hys(n)＝0，且i_{o_T}(n)<i_{o_T}(n+1)，如t₂时刻所示，为了保证电感电流下降，此时v_sw(n)需满足

v_sw(n)＜v_{o_T}(n)>

此时v_sw(n)选取满足式(6)的最高电平值。

情况V：S_hys(n-1)＝S_hys(n)，此时v_sw(n)保持不变，即v_sw(n)＝v_sw(n-1)。

综上，v_sw(n)的表达式为：

其中min和max为取最小值及最大值函数。

控制信号产生模块根据电平值计算模块计算产生的v_sw(n)，产生相应的控制信号。当v_sw(n)＝V_k，S₂～S_k＝1，S_k+1～S_m＝0。

图6给出了本实施例采用滞环电流控制的包络线跟踪电源的关键点波形，电感电流可以准确的跟踪负载电流，且滞环电流控制电路可以根据负载电流的变化率选择适当的电平值以调节电感电流的变化率。

上述实施例主要性能参数为：

●输入电压V_in：30V；

●跟踪信号：WCDMA包络信号；

●信号带宽：5MHz；

●电压参考信号v_env范围：0.96V～2.64V；

●负载电压v_o范围：9.6V～26.4V；

●负载电阻R_Ld：15Ω。

本发明的技术方案不局限于上述实施例，凡根据本发明的技术方案进行修改或等同替换得到的技术方案，均应涵盖在本发明所保护的范围内。