准谐振反激式开关电源系统

摘要

公开了一种准谐振反激式开关电源系统，包括变压器、功率开关、以及包括抖频模块和谷底控制模块的准谐振控制器。抖频模块通过调节流过变压器的初级绕组的峰值电流来调节功率开关的开关频率，或者通过在功率开关的漏极电压的谐振谷底添加提前量或者延迟量来调节功率开关的开关频率；谷底控制模块通过对功率开关的开关频率及该频率与第一参考频率、第二参考频率的大小关系进行运算、处理后得到增加谷底信号和减少谷底信号，并根据增加谷底信号和减少谷底信号控制功率开关在其漏极电压的预定谐振谷底从关断状态切换到导通状态。

说明书

技术领域

本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种准谐振反激式开关电源系统。

背景技术

图1示出了传统的准谐振反激式开关电源系统的原理图。图2示出了图1所示的系统中的功率开关S1的漏极电压Vd、栅极电压Vg、以及流过变压器T的初级绕组的电流Ip的波形图，其中，Ton是功率开关S1的导通时间，Toff是功率开关S1的关断时间。如图2所示，在功率开关S1处于关断状态时，当变压器T的主电感Lp退磁结束后，变压器T的主电感Lp和功率开关S1的寄生电容Cp自由谐振。此时，图1所示的系统中的准谐振控制器可以在功率开关S1的漏极电压的谐振谷底控制功率开关S1从关断状态切换到导通状态，以降低图1所示的系统中的开关损耗和电磁干扰(EMI)。由变压器T的主电感Lp和功率开关S1的寄生电容Cp构成的LC谐振腔的谐振周期相对于功率开关S1的开关周期较小，所以图1所示的系统近似于工作在临界导通模式。

在图1所示的系统中，系统输出功率和系统工作频率(即，功率开关S1的开关频率)可以表示为等式(1)和等式(2)：

在等式(1)和等式(2)中，P_OUT是系统输出功率，f_S是系统工作频率，η是系统功率转换效率，V_OUT是系统输出电压(即，变压器T的次级输出电压)，V_{in_DC}是系统输入电压(即，线输入整流电压)，I_PK是流过变压器T的初级绕组的峰值电流(即，流过功率开关S1的峰值电流)，N是变压器T的初级绕组与次级绕组的匝数比，V_F是变压器T的次级侧的整流二极管D1的压降，D是功率开关S1的导通时间占空比。

从等式(1)和等式(2)可知，在系统输出功率和系统输入电压不变的情况下，系统工作频率基本不变。所以，图1所示的系统工作在临界导通模式时的EMI在低频段会比较差。

图3示出了图1所示的系统中的准谐振控制器的原理图。如图3所示，准谐振控制器的FB端子接收误差放大与隔离模块基于系统输出电压或系统输出电流生成的、用于表征系统输出电压或系统输出电流的输出电压或电流反馈信号；准谐振控制器的CS端子接收流过变压器T的初级绕组的电流在电流感测电阻Rsense上产生的、用于表征流过变压器T的初级绕组的电流的变压器初级绕组电流表征信号；脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)比较器基于输出电压或电流表征信号和变压器初级绕组电流表征信号控制功率开关S1的导通与关断，从而控制系统输出电压或者系统输出电流。

为了改善图1所示的系统工作在临界导通模式时的EMI，系统工作频率不能太集中，因此需要实现系统工作频率的抖动。这里，系统工作频率也可以表示为等式(3)：

在等式(3)中，系统输入电压V_{in_DC}、变压器T的初级绕组与次级绕组的匝数比N、以及变压器T的次级侧的整流二极管D1的压降V_F均为系统参数。从等式(3)可知，系统工作频率与流过变压器T的初级绕组的峰值电流成反比。因此，可以通过对流过变压器T的初级绕组的峰值电流进行扰动来实现系统工作频率的抖动。

图4示出了在图1所示的系统中实现三角波频率抖动方案时，流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK和系统工作频率f_S的波形图。图5示出了在图1所示的系统中实现伪随机频率抖动方案时，流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK和系统工作频率f_S的波形图。

如图4和图5所示，系统工作频率f_S与流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK成反比关系。当峰值电流I_PK的抖动频率远大于系统的环路带宽时，可以通过对流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的调节来实现对系统工作频率f_S的调节，其中，流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的周期性变化可以导致系统工作频率的周期性变化。

除了通过对流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK进行扰动来实现系统工作频率的抖动外，也可以通过在环路内加入一定幅度的、变化的延迟来实现系统工作频率f_S的抖动。例如，可以让功率开关S1从关断状态切换到导通状态的时刻在功率开关S1的漏极电压的谐振谷底附近的一小段时间范围内变化。图6示出了在图1所示的系统中实现控制延迟频率抖动方案时，功率开关S1的漏极电压Vd和系统工作频率f_S的波形图。相比于控制功率开关S1固定在漏极电压Vd的谐振谷底导通，图6所示的控制延迟频率抖动方案会在一定程度上降低图1所示的系统的效率。但是，只要控制好延迟的幅度，就可以把图1所示的系统的效率损失控制在可以接受的范围内。

在很多应用场景中，准谐振反激式开关电源系统的工作频率会被限制在一定范围以内。对于存在抖频的准谐振反激式开关电源系统，当系统工作频率接近设定的上限频率或者下限频率时，叠加了抖频后的系统工作频率有可能落在预定的频率区间以外，从而可能导致其中的功率开关从关断状态切换到导通状态的时刻在其漏极电压的若干相邻的谐振谷底之间反复跳动。这种反复跳动会导致系统输出电压或电流以及系统输出电压或电流反馈信号出现波动，从而导致系统输出纹波变大。此外，系统工作频率出现巨大的波动时，落在音频区的频率分量也会变多，从而使得系统噪音指标也会大大恶化。

发明内容

鉴于以上所述一个或多个问题，本发明提供了一种结合了频率抖动和谷底控制的准谐振反激式开关电源系统。

根据本发明实施例的准谐振反激式开关电源系统，包括变压器、功率开关、以及包括抖频模块和谷底控制模块的准谐振控制器。抖频模块通过调节流过变压器的初级绕组的峰值电流来调节功率开关的开关频率，或者通过在功率开关的漏极电压的谐振谷底添加提前量或者延迟量来调节功率开关的开关频率；谷底控制模块通过对功率开关的开关频率进行频率/电压转换得到反映功率开关的开关频率的第一电压信号，通过对第一电压信号进行积分或滤波处理滤除其中的毛刺或高频扰动得到第二电压信号，通过将第二电压信号分别与反映第一参考频率的第一参考电压和反映第二参考频率的第二参考电压进行比较生成增加谷底信号和减少谷底信号，并根据增加谷底信号和减少谷底信号控制功率开关在其漏极电压的预定谐振谷底从关断状态切换到导通状态，或者通过将功率开关的开关频率分别与第一参考频率和第二参考频率进行比较生成第一频率比较器输出信号和第二频率比较器输出信号，通过分别对第一频率比较器输出信号和第二频率比较器输出信号进行积分或滤波处理，滤除第一频率比较器输出信号和第二频率比较器输出信号中的毛刺或高频扰动，得到增加谷底信号和减少谷底信号，并根据增加谷底信号和减少谷底信号控制功率开关在其漏极电压的预定谐振谷底从关断状态切换到导通状态。

根据本发明实施例的准谐振反激式开关电源系统可以解决传统的准谐振反激式开关电源系统的EMI问题，同时也避免了在存在频率上下限的准谐振反激式开关电源系统中因为引入抖频而导致的系统输出纹波及噪声变大的问题。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1示出了传统的准谐振反激式开关电源系统的原理图；

图2示出了图1所示的系统中的功率开关S1的漏极电压Vd、栅极电压Vg、以及流过变压器T的初级绕组的电流Ip的波形图；

图3示出了图1所示的系统中的准谐振控制器的原理图；

图4示出了在图1所示的系统中实现三角波频率抖动方案时，流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK和系统工作功频率f_S的波形图；

图5出了在图1所示的系统中实现伪随机频率抖动方案时，流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK和系统工作频率f_S的波形图；

图6示出了在图1所示的系统中实现控制延迟频率抖动方案时，功率开关S1的漏极电压Vd和系统工作频率f_S的波形图；

图7示出了可应用图1所示的系统的根据本发明实施例的准谐振控制器的原理图；

图8示出了可应用图1所示的系统的根据本发明另一实施例的准谐振控制器的原理图；

图9示出了可应用图1所示的系统的根据本发明又一实施例的准谐振控制器的原理图；

图10示出了可应用于图7至图9所示的准谐振控制器的根据本发明实施例的谷底控制模块的原理图；

图11示出了可应用于图7至图9所示的准谐振控制器的根据本发明另一实施例的谷底控制模块的原理图；

图12示出了图10所示的谷底控制模块的具体实现电路；

图13示出了图11所示的谷底控制模块的具体实现电路；

图14示出了图13所示的频率比较器#1的原理图；

图15示出了图7所示的准谐振控制器的具体实现电路；

图16示出了图8所示的准谐振控制器的具体实现电路；

图17示出了图8所示的准谐振控制器的另一具体实现电路；

图18示出了图8所示的准谐振控制器的又一具体实现电路；

图19示出了图9所示的准谐振控制器的具体实现电路。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

从以上所述可知，在传统的准谐振反激式开关电源系统中，当系统输入电压和系统输出功率恒定时，系统工作频率基本不变，因此存在传导EMI在低频段余量不足的问题。在准谐振反激式开关电源系统中添加随机抖频是一种改善系统电磁干扰的方法。但是，对于系统工作频率有上限或者下限的准谐振反激式开关电源系统，当工作在系统工作频率的上限或者下限附近时，系统工作频率的抖动会导致其中的功率开关从关断状态切换到导通状态的时刻在其漏极电压的某几个相邻的谐振谷底之间反复跳动，因此系统工作频率会产生很大幅度的波动。系统工作频率的巨大波动一方面会导致输出电压或者电流产生较大的纹波，另一方面也会在音频段产生较多的频率分量，从而使得系统具有较高的噪音水平。

在系统工作频率受到限制的准谐振反激式开关电源系统中，为了兼顾系统的EMI、噪声和纹波指标，必须提供一种新的方法来同时实现抖频、谷底锁定、和对系统工作频率的限制。

本发明提供了一种可应用于图1所示的系统的新颖的准谐振控制器，该准谐振控制器需要实现以下功能：1)实现系统工作频率的抖动；2)当流过变压器T1的初级绕组的峰值电流I_PK存在高频变化的扰动时，功率开关S1从关断状态切换到导通状态的时刻不会由于该扰动而在其漏极电压的谐振谷底之间切换；3)只有在系统输入电压或者系统输出功率变化导致系统工作频率超过上限频率或者低于下限频率时，才调整功率开关S1从关断状态切换到导通状态的时刻所在的漏极电压的谐振谷底，从而将系统平均工作频率调整到上下限频率之间。

图7示出了可应用图1所示的系统的根据本发明实施例的准谐振控制器的原理图。相比于图3所示的准谐振控制器，根据本发明实施例的准谐振控制器同时包括谷底控制模块和抖频模块。这里，抖频模块通过在准谐振控制器的CS端子接收到的用于表征流过变压器T的初级绕组的电流Ip的变压器初级绕组电流表征信号上叠加一个变化的电压来实现调节流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的功能，从而实现对系统工作频率的调整。所叠加的电压可以是连续变化的也可以是随机变化的，并且其变化频率要大于图1所示的系统的反馈环路的带宽。

图8示出了可应用图1所示的系统的根据本发明另一实施例的准谐振控制器的原理图。类似地，相比于图3所示的准谐振控制器，根据本发明另一实施例的准谐振控制器同时包括谷底控制模块和抖频模块。这里，抖频模块通过在准谐振控制器的FB端子接收到的用于表征系统输出电压或系统输出电流的输出电压或电流反馈信号上叠加伪随机电压来实现调节流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的功能，从而实现对系统工作频率的调节。

图9示出了可应用图1所示的系统的根据本发明又一实施例的准谐振控制器的原理图。类似地，相比于图3所示的准谐振控制器，根据本发明又一实施例的准谐振控制器同时包括谷底控制模块和抖频模块。这里，抖频模块通过在功率开关S1的漏极电压的谐振谷底附近添加一个小的提前量或者一个小的延迟量(即，正或负延迟)来实现对系统工作频率的调节。只要控制好所添加的延迟的大小，使得功率开关S1仍然在其漏极电压的谐振谷底附近从关断状态切换到导通状态，就可以把图1所示的系统的效率损失控制到足够小的程度。

图10示出了可应用于图7至图9所示的准谐振控制器的根据本发明实施例的谷底控制模块的原理图。如图10所示，信号处理单元通过对系统工作频率fs进行频率/电压转换得到反映系统工作频率fs的第一电压信号，并通过对反映系统工作频率fs的第一电压信号进行积分或滤波处理，滤除系统工作频率fs中的毛刺或高频扰动得到第二电压信号；电压比较单元将第二电压信号分别与反映第一参考频率的第一参考电压和反映第二参考频率的第二参考电压进行比较，确定是否改变当前锁定的谐振谷底序号(例如，由锁定到第二个谐振谷底变化到锁定第三个谐振谷底或第一个谐振谷底)，并输出增加谷底信号(+1)和减少谷底信号(-1)；谷底选择单元根据增加谷底信号和减少谷底信号而屏蔽一定数目的谐振谷底，从而控制功率开关S1在其漏极电压的预定谐振谷底从关断状态切换到导通状态。

图11示出了可应用于图7至图9所示的准谐振控制器的根据本发明另一实施例的谷底控制模块的原理图。如图11所示，频率比较单元直接将系统工作频率fs分别与第一参考频率和第二参考频率比较，生成第一频率比较器输出信号和第二频率比较器输出信号；信号处理单元通过模拟电路或者数字电路分别对第一频率比较器输出信号和第二频率比较器输出信号进行积分、滤波或其它处理，滤除第一频率比较器输出信号和第二频率比较器输出信号中的毛刺或高频扰动，得到增加谷底信号和减少谷底信号；谷底选择单元根据的增加谷底信号和减少谷底信号控制功率开关S1在其漏极电压的预定谐振谷底从关断状态切换到导通状态。

在图10至图11所示的准谐振控制器中，当增加谷底信号(+1)有效时，谷底选择单元会增加所屏蔽的谐振谷底的数目；当减少谷底信号(-1)有效时，谷底选择单元会减少所屏蔽的谐振谷底的数目；当增加和减少谷底信号都无效时，谷底选择单元会维持当前所屏蔽的谐振谷底的数目不变。

图12示出了图10所示的谷底控制模块的具体实现电路。在图12所示的电路中：将能够表征系统工作频率fs的、用于驱动功率开关S1的导通与关断的驱动信号(Gate)进行频率/电压转换，得到反映系统工作频率fs的电压信号Vf；对电压信号Vf进行低通滤波，得到反映系统工作频率fs的平均频率的电压信号Vavg；将电压信号Vavg与分别对应两个参考频率fup和fdw的两个参考电平Vup和Vdw进行比较，得到增加谷底信号(+1)和减少谷底信号(-1)。这里，Vavg>Vup意味着系统工作频率fs大于参考频率fup，此时增加谷底信号(+1)有效；Vavg>Vdw意味着系统工作频率fs小于参考频率fdw，减少谷底信号(-1)有效。谷底选择单元可以包括一个双向计数器、一个累加器、以及若干个逻辑门，其中：双向计数器接收增加谷底信号(+1)和减少谷底信号(-1)增减或保持n-bit寄存器Q[(n-1):0]；累加器利用从准谐振控制器的dem端子接收到的针对变压器T的退磁检测信号De-mag的下降沿对当前开关周期中已经屏蔽的谐振谷底的数目C[(n-1):0]进行计数。谷底选择单元的工作原理是：在每个开关周期中，在功率开关S1从导通状态切换到关断状态(即，在将驱动信号Gate拉低)后，累加器开始从零对退磁检测信号de-mag的下降沿计数，记录在当前开关周期中已经屏蔽的谐振谷底数；当C<Q时，屏蔽退磁检测信号de-mag；当C>＝Q时，不再屏蔽退磁检测信号de-mag，在当前开关周期内的第Q[(n-1):0]+1个谐振谷底将功率开关S1从关断状态切换到导通状态(即，将驱动信号Gate拉高)；驱动信号拉高会重置累加器C[(n-1):0]为零，直到下一次驱动信号Gate拉低后重新开始计数。

图13示出了图11所示的谷底控制模块的具体实现电路。在图13所示的电路中，两个频率比较器分别将系统工作频率fs和参考频率fup、fdw进行比较；信号处理单元对频率比较器的输出结果进行运算和处理；双向计数器利用频率比较器输出的比较结果(即，增加谷底信号和减少谷底信号)来控制谐振谷底的增减变化；多路器基于双向计数器的输出来实现谷底控制功能。

图14示出了图13所示的频率比较器#1的原理图。如图14所示，频率比较器#1的工作原理如下：将驱动信号Gate的周期Tsw(即，功率开关S1的开关频率对应的开关周期)与参考频率fup对应的延迟量T＝1/fup进行比较，得到的结果就对应了fsw与fup的大小关系(即，可以通过比较fsw与fup生成增加谷底信号)。频率比较器#1还通过使用脉冲电流源对电容充电的方式对比较结果进行积分操作(即，可以通过积分处理滤除增加谷底信号中的毛刺)。频率比较器#2的电路原理图相比于频率比较器#1，需要把延迟单元的延迟由T＝1/fup变为T＝1/fdw，同时把开关Q1与Q2交换位置以实现反相。

图15示出了图7所示的准谐振控制器的具体实现电路。在图15所示的电路中，抖频模块由电阻R0和抖频电流源I_{cs_jitter}实现。这里，叠加到用于表征流过变压器T1的初级绕组的电流Ip的变压器初级绕组电流表征信号上的电压V_{cs_jitter}＝I_{cs_jitter}×R0周期性变化，其变化频率高于误差放大与隔离模块的带宽。抖频电流I_{cs_jitter}的信号幅度在一个开关周期内可以是连续变化的也可以是随机变化的。抖频电流I_{cs_jitter}可以对流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK实现调节，通过调节I_PK可以控制系统工作频率fs周期性变化。

图16示出了图8所示的准谐振控制器的具体实现电路。在图16所示的电路中，通过在准谐振控制器的FB端子接收到的、用于表征系统输出电压或系统输出电流的输出电压或电流反馈信号进入PWM比较器之前叠加一个抖频电压V_{FB_jitter}，实现对流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的调节，通过调节I_PK可以控制系统工作频率fs周期性变化。

图17示出了图8所示的准谐振控制器的另一具体实现电路。在图17所示的电路中，R1和R2组成的分压电阻网络和PWM比较器之间插入了电阻R3，在电阻R3上叠加周期性变化的抖频电流I_{cs_jitter}，V_{cs_jitter}＝I_{cs_jitter}*R3周期性变化，其变化频率高于图1所示的系统的反馈环路的带宽即可实现对流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的调节，通过调节I_PK可以控制系统工作频率fs周期性变化。

图18示出了图8所示的准谐振控制器的又一具体实现电路。在图18所示的电路中，抖频电压V_{FB_jitter}叠加在电阻分压网络R1和R2下面，抖频电压V_{FB_jitter}周期性变化，其变化频率高于图1所示的系统的反馈环路的带宽即可实现对流过变压器T的初级绕组的峰值电流I_PK的调节，通过调节I_PK可以控制系统工作频率fs周期性变化。。

图19示出了图9所示的准谐振控制器的具体实现电路。在图19所示的电路中，谷底控制模块给出的信号经过延迟单元后叠加了一个变化的延迟，该延迟的大小由抖频电流I_jitter和电容Cd决定。抖频电流I_jitter的变化频率略高于图1所示的系统的带宽。控制抖频电流I_jitter的频率和幅度即可控制系统工作频率fs的抖动的大小和幅度，控制抖频电流I_jitter的波形即可控制系统工作频率fs的抖动方式。

图15至图19中的谷底控制模块可以直接采用图12至图13所示的实现方式，也可以采用其它经过修改、替换或者重新组合的方式。

根据本发明实施例的准谐振反激式开关电源系统可以解决传统的准谐振可开关电源系统的EMI问题，同时也避免了在存在频率上下限的准谐振反激式开关电源系统中因为引入抖频而导致的系统输出纹波及噪声变大的问题。

本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。