基于准比例谐振调节器的MMC双回路环流抑制方法

摘要

本发明公开了基于准比例谐振调节器的MMC双回路环流抑制方法，包括：根据基尔霍夫定律由三相MMC的拓扑结构和单相等效电路得到三相MMC的基本数学模型；获得更为精确的相单元瞬时能量表达式；得到内部不平衡电流直流分量的指令值；基于准PR调节器的双回路环流抑制：将MMC内部不平衡电流的环流分量和直流分量分别进行控制，并在直流分量控制回路的反馈信号中附加内部环流信号；根据本发明给出的调节器参数整定原则，可以重置控制器闭环传递函数零极点位置，从而增加控制器阻尼，提高系统的稳定性。

说明书

技术领域

本发明涉及控制技术领域，特别是涉及基于准比例谐振调节器的MMC双回路环流抑制方法。

背景技术

模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)具有模块化设计、功率损耗低、输出电压波形质量高以及故障处理能力强等优势。同时，MMC可以独立地控制有功功率及无功功率而无需无功补偿，不受交流系统短路容量限制、不存在换相失败问题，因此在新能源并网、孤岛供电以及构筑城市直流配电网等领域具有广阔的应用前景。基于模块化多电平换流器的高压直流输电(Modular Multilevel Converter based HighVoltage Direct Current Transmission，MMC-HVDC)逐渐成为柔性直流输电的研究热点。

与传统的两电平或三电平电压源换流器(Voltage Source Converter，VSC)相比，MMC因其特殊的拓扑结构而存在一些不足。由于MMC的储能电容分散于各个子模块中，各相单元子模块电容储能不均衡将会产生内部环流。MMC内部环流的存在使得换流器内部损耗增加，降低桥臂容量利用率。同时，内部环流会导致桥臂电流畸变，一定程度上影响电力电子开关器件正常安全运行。当换流器交流侧发生不对称故障引起电网电压不平衡时，内部环流中将会出现零序分量，该分量无法在三相桥臂中流通，势必将会流出换流站，造成直流侧电压和直流传输线路功率波动，影响其他换流站的正常运行。因此，MMC内部环流抑制研究具有重要意义。

在含有MMC的交直流混联电网中，降低或消除MMC内部环流对提高桥臂容量利用率、减少内部功率损耗、提高换流器安全运行水平均具有重要意义。

文章《Reduced Switching-Frequency Modulation and Circulating CurrentSuppression for Modular Multilevel Converters》通过二倍频负序同步旋转坐标变换将MMC内部不平衡电流转换为直流分量后，采用比例积分(Proportional Integral，PI)调节器进行内部环流二倍频负序分量抑制。

文章《Circulating Current Suppressing Strategy for MMC-HVDC Based onNonideal Proportional Resonant Controllers Under Unbalanced Grid Conditions》等采用准比例谐振(Proportional Resonant，PR)调节器在三相静止坐标系下直接对二倍频环流进行抑制。

文章《不平衡电网电压下模块化多电平换流器的环流抑制策略》采用比例积分调节器和矢量比例积分(Vector Proportional Integral，VPI)调节器相结合实现MMC内部环流抑制。

基于同步旋转坐标变换和PI调节器的MMC内部环流抑制策略对锁相环(PhaseLocked Loop，PLL)性能要求较高，另外，该策略仅能控制内部环流的二倍频负序分量，对于电网电压不平衡时出现的二倍频正序和零序分量，则需要采取额外的控制策略进行环流抑制。

基于三相静止坐标系和PR调节器的环流抑制策略可以直接将二倍频环流分量直接进行控制而不再进行相序区分。然而，PR调节器的参数选择需要考虑环流抑制控制器的环流抑制能力和对电网频率变化的鲁棒性，参数选择不合理将会降低控制器的动态性能。

采用比例积分调节器和矢量比例积分(Vector Proportional Integral，VPI)调节器相结合实现MMC内部环流抑制，该方法需要得知MMC桥臂电感和桥臂损耗等效电阻，进而确定控制器参数。然而，桥臂损耗等效电阻在不同的运行状态下通常是变化的，不合适的控制器参数对系统的动态性能影响较大。

综上所述，现有技术中对于模块化多电平换流器的环流抑制问题多数以提高环流抑制能力、消除控制器稳态误差为研究目的，尚缺乏解决提高控制器环流抑制能力并有效提高控制系统稳定性的有效解决方案。

发明内容

为了解决现有技术的不足，本发明提供了基于准比例谐振调节器的MMC双回路环流抑制方法，本发明能提高控制器在谐振频率附近处的环流抑制能力，同时增强系统稳定性。

基于准比例谐振调节器的MMC双回路环流抑制方法，包括：

根据基尔霍夫定律由三相MMC的拓扑结构和单相等效电路得到三相MMC的基本数学模型，MMC即模块化多电平换流器的英文缩写；

考虑二倍频环流抑制控制器的输出电压对MMC内部不平衡电流的影响，获得更为精确的相单元瞬时能量表达式；

基于相单元瞬时能量表达式分析电网电压平衡状态和不平衡状态下的内部不平衡电流的组成成分，得到内部不平衡电流直流分量的指令值；

基于准PR调节器的双回路环流抑制：将MMC内部不平衡电流的环流分量和直流分量分别进行控制，并在直流分量控制回路的反馈信号中附加内部不平衡电流环流分量；

通过合理整定调节器参数以改变环流抑制控制器闭环传递函数的零极点的位置，提高控制器在谐振频率附近处的环流抑制能力和系统稳定性。

进一步的，所述三相MMC的拓扑结构由三个相单元组成，每个相单元包括上下两个桥臂，每个桥臂由桥臂电感、桥臂损耗等效电阻和N个子模块串联组成。

进一步的，所述三相MMC的基本数学模型具体为：

表征MMC交直流侧动态特性的基尔霍夫电压方程表达式；

MMC相单元内电动势、内部不平衡电压和内部不平衡电流的表达式；

MMC相单元输出至交流侧电流、内部不平衡电流以及上下桥臂电流间满足的关系式；

以及MMC上下桥臂电压参考值的表达式。

进一步的，所述获得相单元瞬时能量表达式的步骤为：

由于换流变压器采用Yn/Δ接线方式，相单元j的内电动势e_j和输出电流i_vj中不存在零序分量，因此，利用对称分量法将二者分解为正序和负序分量；

与相单元j的内电动势e_j和输出电流i_vj不同，相单元j内部环流i_cirj和环流抑制控制器输出电压u_diffj中可能含有零序分量，考虑到环流以二倍频分量为主，将二者分解为正序、负序和零序分量；

根据MMC上、下桥臂的电流和电压表达式得到相单元j的瞬时功率表达式，对该表达式积分，得到相单元j的瞬时能量。

进一步的，所述相单元瞬时能量表达式进行分析，具体为：

当电网电压平衡时，MMC相单元j的内电动势e_j和输出电流i_vj仅存在正序分量，得此时MMC内部不平衡电流的二倍频分量中仅含有负序分量；考虑到二倍频环流抑制控制器输出电压u_diffj应仅包含二倍频负序分量，可得MMC的内部不平衡电流中还将含有四倍频正序分量；

当电网电压不平衡且采用相单元输出电流负序分量抑制策略时，相单元内电动势e_j包含正序和负序分量，而输出电流i_vj仅包含正序分量，可得此时MMC内部不平衡电流的二倍频分量中含有负序分量和零序分量；为实现二倍频负序和零序环流抑制，二倍频环流抑制控制器输出电压u_diffj也应包含二倍频负序和零序分量，可得MMC的内部不平衡电流中还将含有四倍频正序、负序和零序分量；

当电网电压不平衡且未采用相单元输出电流负序分量抑制策略时，相单元内电动势e_j和输出电流i_vj包含正序和负序分量，得此时MMC内部不平衡电流的二倍频分量中含有正序、负序和零序分量；考虑到二倍频环流抑制控制器输出电压u_diffj的影响，可得MMC的内部不平衡电流中还将含有四倍频正序、负序和零序分量。

进一步的，所述基于准PR调节器的双回路环流抑制，具体步骤为：

将内部不平衡电流的直流分量与环流分量分别进行控制，其中，环流分量i_cirj控制回路作为环流主控回路，采用基于准PR调节器的传统环流抑制控制器；直流分量控制回路采用PI控制器，并在负反馈信号中附加环流分量，作为环流辅助控制回路，利用内部不平衡电流直流分量的指令值进行控制；

整定基于准PR调节器的传统环流抑制控制器参数后，合理选择环流辅助控制回路调节器参数k₀和k_i，改变双回路环流抑制控制器的闭环零极点位置，从而显著提高控制器的环流抑制能力和控制系统的稳定性。

进一步地，所述调节器参数选取原则是能够在保证环流抑制控制器对二倍频环流分量具有较强抑制能力的前提下，增加闭环极点的阻尼比，从而提高控制系统的稳定性。

进一步地，所述基于准PR控制器的双回路环流抑制中调节器参数整定原则具体为：

令k_i＝0，采用根轨迹法求比例增益最优值k_{0_opt}；即：利用黄金法则得到以k₀为参变量的根轨迹方程，复数极点虚部在[2w₀-w_c，2w₀+w_c]的根轨迹段中，选择阻尼比最大时的复极点，其对应的参变量数值即为k_{0_opt}；其中，w₀为交流系统频率，w_c为调节器的截止频率。

令k₀＝k_{0_opt}，采用根轨迹法求积分增益最优值k_{i_opt}；即：利用黄金法则得到以k_i为参变量的根轨迹方程，在复数极点虚部在[2w₀-w_c，2w₀+w_c]的根轨迹段中，选择阻尼比最大时的复极点，其对应的参变量数值即为k_{i_opt}。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明的相单元内部环流成分分析指出二倍频环流抑制控制器的输出电压将会造成内部环流中出现四倍频分量，同时给出各相不平衡电流直流分量表达式，为控制器设计提供更为准确的直流电流参考值；基于准PR调节器的双回路环流抑制策略在不同电网电压状态下均能有效的抑制二倍频环流，此外，根据本发明给出的调节器参数整定原则，可以重置控制器闭环传递函数零极点位置，从而增加控制器阻尼，提高系统的稳定性。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1是三相MMC拓扑图；

图2为MMC单相等效电路；

图3为MMC内部环流响应图；

图4为MMC双回路环流抑制策略控制框图；

图5为不同k₀时双回路环流抑制控制器的Bode图；

图6为以k₀为参变量的根轨迹图；

图7为以k_i为参变量的根轨迹图；

图8为MMC仿真模型图；

图9为电网电压平衡时的仿真结果图；

图10为电网电压不平衡时的仿真结果图；

图11为不同环流抑制策略下的内部不平衡电流波形图。

具体实施方式

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

正如背景技术所介绍的，现有技术中存在不足，为了解决如上的技术问题，本申请提出了基于准比例谐振调节器的模块化多电平换流器双回路环流抑制方法。

本申请的一种典型的实施方式中，本发明对已有的环流抑制策略进行改进，提出一种新型的基于准PR调节器的双回路环流抑制策略。首先，将二倍频环流抑制控制器的输出电压对MMC内部不平衡电流的影响考虑在内，详细推导了MMC相单元瞬时能量表达式，重点分析了电网电压平衡状态和不平衡状态下的内部不平衡电流的组成成分，并得到内部不平衡电流直流分量的指令值；然后，提出了基于准PR调节器的双回路环流抑制策略，继而给出调节器参数整定的方法与原则，通过合理选择调节器参数，环流抑制控制器的闭环传递函数零极点位置可被重置，从而可以在保证具有较强环流抑制能力的前提下增加控制器闭环极点的阻尼，提高控制系统的稳定性；最后在PSCAD/EMTDC中搭建三相MMC详细仿真模型来验证本发明涉及的双回路环流抑制策略的正确性和有效性。具体说明如下：

其中，关于MMC的基本结构：三相MMC由三个相单元(phase unit)组成，其拓扑结构如图1所示。其中，每个相单元包含上下两个桥臂(p表示上桥臂，n表示下桥臂)，每个桥臂由桥臂电感L₀、桥臂损耗等效电阻R₀和N个子模块(submodules,SM)串联组成。

关于MMC基本数学模型：其中，MMC的单相等效电路如图2所示。图中，u_sj表示换流变压器交流系统侧j相(j＝a，b，c)电压；u_vj和i_vj分别表示MMC相单元j的输出电压和输出电流；u_rj和i_rj分别表示MMC相单元j的桥臂电压和桥臂电流(r＝p，n)；L_ac为交流侧系统电感与变压器等效漏感之和。

根据基尔霍夫定律，可得表征MMC交直流侧动态特性的数学表达式：

式中，e_j表示MMC相单元j的内电动势，u_diffj和i_diffj分别表示相单元j的内部不平衡电压和不平衡电流。

其中，I_dcj和i_cirj分别表示内部不平衡电流的直流分量和环流分量。另外，相单元j的输出电流i_vj、不平衡电流i_diffj以及上、下桥臂电流i_pj、i_nj间满足：

式(3)、(4)相加减，可得相单元j的上、下桥臂电压参考值：

根据上述模型，MMC详细相单元瞬时能量具体表达式如下：

通常换流变压器采用Yn/Δ接线方式，相单元j的内电动势e_j和输出电流i_vj中不存在零序分量。因此，利用对称分量法可将二者分解为正序和负序分量。以相单元a为例：

e_a＝E⁺cos(ω₀t+θ⁺)+E^-cos(ω₀t+θ^-)>

式中，E⁺、E^－、θ⁺和θ^－分别表示内电动势的正序、负序分量的幅值和相位；I⁺、I^－、和分别表示相单元输出电流的正序、负序分量的幅值和相位。

不同于e_a和i_va，相单元内部环流i_cira和环流抑制控制器输出电压u_diffa中可能含有零序分量。考虑到环流以二倍频分量为主，可将二者分解为：

i_cira＝D⁺cos(2w₀t+β⁺)+D^-cos(2w₀t+β^-)+D⁰cos(2w₀t+β⁰)+o(D)>

u_diffa＝U⁺cos(2w₀t+α⁺)+U^-cos(2w₀t+α^-)+U⁰cos(2w₀t+α⁰)+o(U)>

式中，D⁺、D^－、D⁰、β⁺、β^－和β⁰分别表示二倍频环流的正序、负序和零序分量的幅值和相位；U⁺、U^－、U⁰、α⁺、α^－和α⁰分别表示二倍频环流抑制控制器输出电压的正序、负序和零序分量的幅值和相位。o(D)和o(U)分别为i_diffa和u_diffa的高倍频次分量。

根据式(6)-(11)，可得到a相瞬时功率表达式：

对式(12)积分，得到相单元a的瞬时能量：

式中，W_{a_dc}为相单元a的瞬时能量的直流分量，主要用于维持直流侧电压稳定；和分别表示瞬时能量的二倍频和四倍频的正序、负序及零序分量，作为二倍频和四倍频能量源，将在内部不平衡电流中产生对应频次和相序的环流分量；W_{a_res}为余项。各分量表达式如下：

当系统处于稳定状态时，则必有p_j0＝0(j＝a，b，c)，否则相单元j的瞬时能量将随时间而不断增加(p_j0>0)或你减少(p_j0<0)，从而导致系统不稳定。由此可以得到相单元a的内部不平衡电流直流分量参考值，如式(22)所示。

按照相同的思路，可推导得到相单元b和相单元c的瞬时能量及不平衡电流直流分量表达式。由于文章篇幅限制，在此不再详细给出。

关于不同电网电压状态下MMC内部环流成分分析：

(1)电网电压平衡状态下的MMC内部环流分析

电网电压平衡时，MMC相单元j的内电动势e_j和输出电流i_vj仅存在正序分量，即有E^－＝0、I^－＝0。由式(16)-(18)得到：

由此可得，MMC内部不平衡电流的二倍频分量中仅含有负序分量。

为实现二倍频负序环流抑制，二倍频环流抑制控制器输出电压u_diffj也应仅包含二倍频负序分量，即：

由式(19)-(21)可以得到：

因此，MMC的内部不平衡电流中还将含有四倍频正序分量。

(2)电网电压不平衡且采用相单元输出电流负序分量抑制策略时MMC内部环流分析

电网电压不平衡期间，MMC相单元输出电流i_vj中将包含负序分量。采用相单元输出电流负序分量抑制策略时，可以保证MMC三相输出电流对称以避免电力电子器件过流。此时，相单元内电动势e_j包含正序和负序分量，而输出电流i_vj仅包含正序分量，即有：

E⁺≠0、E^-≠0、I⁺≠0、I^-＝0

由式(16)-(18)得到：

此时，MMC内部不平衡电流的二倍频分量除负序分量外，还将含有零序分量。

为实现二倍频负序和零序环流抑制，u_diffj应仅包含二倍频负序与零序分量，即有：

由式(19)-(21)可以得到：

此时，内部不平衡电流中还将含有四倍频正序、负序和零序分量。

(3)电网电压不平衡且无相单元输出电流负序分量抑制策略时MMC内部环流分析

当电网电压不平衡期间未采取相单元输出电流负序分量抑制策略时，相单元内电动势e_j和输出电流i_vj均包含正序和负序分量，即有：

E⁺≠0、E^-≠0、I⁺≠0、I^-≠0

由式(16)-(18)得：

此时，MMC内部不平衡电流的二倍频分量除负序和零序分量外，还将含有正序分量。进一步分析后可得，MMC内部不平衡电流的四倍频分量包含正序、负序和零序分量，与采用附加负序电流控制策略中的环流四倍频成分相同。

本申请中基于准PR调节器的双回路环流抑制策略：

将相单元j的不平衡电压动态方程(4)改写为如下的频域形式。其对应的传递函数框图如图3所示。

u_diffj(s)＝U_dcj+u_cirj(s)＝R₀I_dcj+(R₀+sL₀)i_cirj(s)>

本文提出的双回路环流抑制策略是将内部不平衡电流的直流分量与环流分量分别进行控制。其中，环流分量i_cirj控制回路作为环流主控回路，采用基于准PR调节器的传统CCSC；直流分量I_dcj控制回路在负反馈信号中附加环流分量，作为环流辅助控制回路。双回路环流抑制策略的控制框图如图4所示。图中，为更为准确的内部不平衡电流直流分量指令值，由式(22)给出。

PI调节器与准PR调节器的传递函数如下所示。

式中，k₀和k_i分别为PI调节器的比例增益和积分增益；k_p和k_r分别为准PR调节器的比例增益和谐振增益。w_c为调节器的截止频率。

由双回路环流抑制策略控制框图可以得到控制器对应的开环(open loop)传递函数。

其中：

不同k₀时的开环传递函数Bode图如图5所示。控制器在谐振频率处的数据如表I所示。

表Ⅰ不同K₀时控制器在谐振频率处的数据

合理选择环流辅助控制回路调节器的参数k₀和k_i，可以改变DLCCSC的闭环零极点位置，从而显著提高控制器的环流抑制能力和系统稳定性。本专利将详细给出依据根轨迹确定调节器最优参数的整定方法与原则。

关于调节器参数整定原则：

1)令k_i＝0，采用根轨迹法求比例增益最优值k_{0_opt}

根据式(26)，利用黄金法则(golden rule)可得到以k₀为参变量的根轨迹方程。其对应的根轨迹如图6所示。

其中，

k_{0_opt}的选取原则：

复数极点虚部在[2w₀-w_c，2w₀+w_c]范围内的根轨迹段中，选择阻尼比最大时的复极点，其对应的参变量数值即为k_{0_opt}。

该选取原则能够在保证控制器对二倍频环流分量具有较强抑制能力的前提下，增加控制器闭环极点阻尼，从而提高系统稳定性。

2)令k₀＝k_{0_opt}，采用根轨迹法求积分增益最优值k_{i_opt}

同样地，可以得到以k_i为参变量的根轨迹方程。对应的根轨迹图如图7所示。

其中，

k_{i_opt}的选取原则与k_{0_opt}的选取原则相同，在此不再赘述。

为了更好的说明本申请所带来的效果，以下给出具体的仿真算例分析

(1)算例说明

为检验本专利提出的在电网电压平衡和不平衡状态下得到的内部环流成分，同时验证本专利涉及的基于准PR调节器的双回路环流抑制策略的正确性和有效性，在PSCAD/EMTDC中搭建如图8所示的三相MMC详细仿真模型，仿真系统参数如表II所示。

表IIMMC仿真系统参数

参数数值系统额定容量/(MV·A)50系统侧额定电压/kV35阀侧额定电压/kV10换流变压器漏抗(p.u.)0.2513桥臂电感L₀/mH3.18桥臂电阻R₀/Ω0.1子模块电容C/μF16000直流侧电压U_dc/kV20桥臂子模块个数20直流侧电阻R_dc/Ω2

(2)电网电压平衡状态下仿真分析

为验证本专利提出的双回路环流抑制策略在电网电压平衡时的控制性能，在换流变压器交流侧施加三相非金属相间短路故障，造成三相电压跌落50％。此时系统部分仿真结果如图9所示。

图9中，(a)为换流变压器系统侧三相电压波形；(b)为换流变压器系统侧注入的有功功率和无功功率波形；(c)为换流变压器阀侧电流波形；(d)为三相桥臂不平衡电流波形；(e)为直流侧电流波形。

0.7s前，仿真系统处于正常运行状态且未投入双回路环流抑制控制器(DLCCSC)，MMC内部环流以二倍频负序分量为主。0.7s时，换流变压器系统侧三相电压跌落，故障期间的相间环流仍以二倍频负序为主。

DLCCSC在0.8s时投入运行，随后二倍频负序环流分量被有效抑制，其有效值由0.212kA降低至0.002kA。由于采取二倍频环流抑制，四倍频正序环流有效值由0.003kA增加至0.013kA。四倍频负序和零序分量未发生明显变化，均小于0.002kA。此结果与本专利内部环流成分分析结果一致。

(3)电网电压平衡状态下仿真分析

为验证本专利提出的双回路环流抑制策略在电网电压不平衡时的控制性能，在换流变压器交流侧施加B相非金属接地故障，造成B相电压跌落50％。系统部分仿真结果如图10所示。

0.7s时换流变压器系统侧B相非金属接地故障，造成B相电压跌落。故障期间内部环流包含二倍频正序、负序和零序分量。与正常运行状态相比，二倍频负序分量有效值由0.212kA变为0.205kA，正序分量有效值由0.0012kA增加至0.007kA，零序分量有效值由0.0002kA增加至0.031kA。另外，二倍频零序分量将会流出换流站，造成直流侧电流(图e)和换流变压器交流侧注入功率(图b)均会出现二倍频波动。

0.8s时投入DLCCSC，二倍频正、负和零序分量均能得到有效的抑制，如图d所示，其有效值均小于0.003kA。由于消除了二倍频零序环流，直流侧电流(图e)的二倍频波动也得到显著抑制。另外，投入二倍频环流抑制控制器，会造成内部环流的四倍频各相序分量增加，其有效值由0.001kA增加至0.018kA。此结果与本专利前文MMC内部环流成分分析结果一致。

因此，本专利提出的双回路环流抑制策略在电网电压平衡状态和不平衡状态下，均能够有效地抑制二倍频环流分量。

(4)DLCCSC与传统CCSC控制性能比较

为验证本专利涉及的双回路环流抑制策略能够有效增强控制器在谐振频率附近处的环流抑制能力并提高系统稳定性，在相同仿真条件下，对本专利涉及的双回路环流抑制控制器和传统环流抑制控制器的控制性能做出比较。采取不同环流抑制策略时的内部不平衡电流响应曲线如图11所示。

图(a)为0.8s投入传统环流抑制控制器(CCSC)时的MMC内部不平衡电流响应曲线；图(b)为投入双回路环流抑制控制器(DLCCSC)时的MMC内部不平衡电流响应曲线。

由图11可知，在采取环流抑制策略后的动态过程中，(b)中的二倍频环流抑制响应更快，波动更小。进入稳定状态后，(b)中内部环流的二倍频分量含量更少，变为理想的直流量。故双回路环流抑制策略在谐振频率处具有更强的环流抑制能力和系统稳定性。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。