电子装置及特定频段补偿增益方法

摘要

本公开提供一种电子装置及特定频段补偿增益方法，包括：取得多个适配频率增益；对该输入数字信号中的该低频信号中的不同频段及该高频信号分别相应的一带通滤波器套用一视窗滤波器以得到一窗化带通滤波器；计算该输入数字信号中的该高频信号所相应的一高频相消滤波器；计算该分段带通滤波器及该高频相消滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；计算各带通滤波器及该高频相消滤波器的一补偿增益；更新各带通滤波器及该高频相消滤波器分别相应的一滤波器特性；依据各带通滤波器及该高频相消滤波器分别相应的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；以及将各窗化带通滤波器及该高频相消滤波器所相应的该输出信号合成为该输出音频信号。

说明书

技术领域

本公开涉及助听器，特别涉及一种电子装置及利用窗化滤波器差异的特定频段补偿增益方法。

背景技术

宽动态范围压缩(WDRC)的技术广泛在助听器的范围被使用。经过长时间研究发现，启动时间大约5ms能符合使用者需求，但是恢复时间随着环境不同而所改变。图1是示出的进行宽动态范围压缩以转换输入音频信号的听力补偿曲线的示意图。曲线110(虚线部分)是指未经处理的输入音频信号的转换曲线，即输入音频信号等于输出音频信号。曲线520(实线部分)是指输入音频信号经过宽动态范围压缩的处理的转换曲线，且可依据输入音频信号的强弱而分为四个区域131～134。音频信号的强度通常可用dBSPL(soundpressure level，声压程度)来表示。区域131是指高线性(high linear)区(例如大于90dBSPL)，意即听障人士的饱和声压与正常人一样，不需放大。区域132是指压缩(compression)区(例如介于55～90dB SPL)，用以调节使用者听域的动态范围。区域133是指低线性(lowlinear)区(例如介于40～55db SPL)，用以帮助听障人士将微弱的语音声音放大。区域134是指扩充(expansion)区(例如小于40dB SPL)，在此区域中的音频信号的强度相当弱，输入音频信号可能为比语音声音信号还小的噪音，不需放大太多。此外，在助听器的输出端亦会有一个音量限制器，用以限制输出音频信号的最大音量，例如限制于110dB SPL以内。

一般而言，听障人士在配戴助听器时，均会针对听障人士的听力衰减曲线对各自不同频率进行增益补偿。因为输入声音信号的各频率有不同的增益，若将输入音频信号划分为不同频带(band)的数量过多，则每个频带的范围均相对较小，例如可经过傅立叶转换将输入音频信号从时域(time domain)转换至频域(frequency domain)，此时可针对个别的频率调整相应的增益，但相对地，傅立叶转换的计算量非常大，也会造成助听器中的音频处理电路相当大的负担。

此外，除了助听器之外，听障人士亦有使用便携式电子装置(例如是智能手机及平板电脑)的需求，且在使用便携式电子装置时并未配戴助听器。因为便携式电子装置的扬声器的输出特性并非针对听障人士所设计，若在便携式电子装置上使用在助听器上所使用的WDRC方法，则往往会在高频部分(例如大于4KHz)的声音在扬声器输出时会产生啸叫声，进而影响听障人士在便携式电子装置上的使用者体验。

因此，需要一种电子装置及其分频滤波增益优化方法制方法以解决上述问题。

发明内容

本公开提供一种电子装置，包括：一音频输入级，用以接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；一音频处理电路，用以对该输入电性信号执行一分频滤波增益优化方法以产生一输出数字信号；以及一音频输出级，用以将该输出数字信号转换为一输出音频信号并于该电子装置的一扬声器播放该输出音频信号，其中该分频滤波增益优化方法包括：取得一使用者的一听力衰减曲线；计算该听力衰减曲线相应的多个适配频率增益；对该输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括用于不同频带的多个带通滤波器；计算该分段带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；依据各带通滤波器的该增益的相位以计算各带滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；以及将各带通滤波器所相应的该输出信号合成为该输出音频信号。

本公开还提供一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入级、一音频处理电路、及一音频输出级，该方法包括：该用该音频输入级接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；取得一使用者的一听力衰减曲线；计算该听力衰减曲线相应的多个适配频率增益；对该输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括用于不同频带的多个带通滤波器；计算该分段带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；依据各带通滤波器的该增益的相位以计算各带滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；将各带通滤波器所相应的该输出信号合成为一输出音频信号；以及利用该音频输出级播放该输出音频信号。

本公开还提供一种分频滤波增益优化方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入级、一音频处理电路、及一音频输出级，该方法包括：该用该音频输入级接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；取得一使用者的一听力衰减曲线；计算该听力衰减曲线相应的多个适配频率增益；对一输入数字信号套用一分段带通滤波器，其中该分段带通滤波器包括一高频带通滤波器及多个带通滤波器；计算该多个带通滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；将该高频带通滤波器的一增益设定为一预设值；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器的一增益；依据各带通滤波器的该增益的相位以计算各带滤波器的一滤波器特性及一补偿增益；依据各带通滤波器的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；将各带通滤波器及该高频带通滤波器所相应的该输出信号合成为一输出音频信号；以及利用该音频输出级播放该输出音频信号。

本公开还提供一种电子装置，包括：一音频输入级，用以接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号，其中该输入数字信号包括一低频信号及一高频信号；一音频处理电路，用以对该输入数字信号执行一特定频段补偿增益方法以产生一输出数字信号；以及一音频输出级，用以将该输出数字信号转换为一输出音频信号并于该电子装置的一扬声器播放该输出音频信号，其中该特定频段补偿增益方法包括：取得多个适配频率增益；对该输入数字信号中的该低频信号中的不同频段及该高频信号分别相应的一带通滤波器套用一视窗滤波器以得到一窗化带通滤波器；计算该输入数字信号中的该高频信号所相应的一高频相消滤波器；计算该分段带通滤波器及该高频相消滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器及该高频相消滤波器的一补偿增益；更新各带通滤波器及该高频相消滤波器分别相应的一滤波器特性；依据各带通滤波器及该高频相消滤波器分别相应的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；以及将各窗化带通滤波器及该高频相消滤波器所相应的该输出信号合成为该输出音频信号。

本公开还提供一种特定频段补偿增益方法，用于一电子装置，其中该电子装置包括一音频输入级、一音频处理电路、及一音频输出级，该方法包括：该用该音频输入级接收一输入音频信号，并将该输入音频信号转换为一输入数字信号；取得多个适配频率增益；对该输入数字信号中的该低频信号中的不同频段及该高频信号分别相应的一带通滤波器套用一视窗滤波器以得到一窗化带通滤波器；计算该输入数字信号中的该高频信号所相应的一高频相消滤波器；计算该分段带通滤波器及该高频相消滤波器所相应的一适配频率关系矩阵；依据该多个适配频率增益及该适配频率关系矩阵，计算各带通滤波器及该高频相消滤波器的一补偿增益；更新各带通滤波器及该高频相消滤波器分别相应的一滤波器特性；依据各带通滤波器及该高频相消滤波器分别相应的该滤波器特性及该补偿增益计算相应的一输出信号；将各窗化带通滤波器及该高频相消滤波器所相应的该输出信号合成为该输出音频信号；以及利用该音频输出级播放该输出音频信号。

附图说明

图1示出进行宽动态范围压缩以转换输入音频信号的听力补偿曲线的示意图。

图2显示依据本公开一实施例中的助听器的框图。

第3A及3B图显示不同带通滤波器的分布的示意图。

第4A及4B图显示依据本公开一实施例中的不同带通滤波器的分布的示意图。

图5显示依据本公开一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。

图6显示依据本公开一实施例中输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程的示意图。

图7显示依据本公开另一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。

图8显示依据本公开一实施例中的利用窗化滤波器差异的特定频段补偿增益方法的流程图。

图9显示依据本公开图8实施例中输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程的示意图。

附图标记说明：

110、120～曲线；

131－134～区域；

200～电子装置；

210～音频输入级；

211～麦克风；

212～模拟数字转换器；

220～音频处理电路；

230～音频输出级；

231～扬声器；

232～数字模拟转换器；

10～输入音频信号；

11～输入电性信号；

12～输入数字信号；

14～输出数字信号；

15～输出电性信号；

16～输出音频信号；

311－314、411－414～曲线；

510－570、710－770、810－870～步骤；

611－614、911－915～框图。

具体实施方式

为使本公开的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合说明书附图，作详细说明如下。

图2是显示依据本公开一实施例中的电子装置200的框图。在一实施例中，电子装置200可为一智能手机、一平板电脑、或一便携式电子装置，但本公开并不以此为限。电子装置200包括一音频输入级210、一音频处理电路220、以及一音频输出级230。音频输入级210包括一麦克风211及一模拟数字转换器(analog-to-digital converter，ADC)212。麦克风211用以接收一输入音频信号10(例如一模拟音频信号)，并该将该输入音频信号10转换为一输入电性信号11，模拟数字转换器112将该输入电性信号11转换为一输入数字信号12做为音频处理电路220的输入。

音频处理电路220对该输入数字信号12进行一分频滤波增益优化方法及/或宽动态范围压缩处理以产生一输出数字信号14。其中分频滤波增益优化方法的细节将详述于后。需了解的是上述宽动态范围压缩处理中包括了一预定宽动态范围压缩转换曲线，其针对各使用者的听力特性的不同，预先进行各种听量及频率的听力测量，进而获得个别的宽动态范围压缩转换曲线。此外，在输入音频信号的声音强度产生变化时，音频处理电路220亦会对电子装置200的恢复时间进行相应的调整，进而让听障人士有更佳的使用者体验。在一些实施例中，音频处理电路220可以是一微控制器(microcontroller)、一处理器、一数字信号处理器(DSP)、或是应用导向的集成电路(ASIC)，但本公开并不限于此。

更进一步而言，音频处理电路220在进行宽动态范围压缩时，会参考该输入音频信号相关的恢复时间因子以调整输出音频信号的延迟(即恢复时间)。音频输出级230例如包括一扬声器231及一数字模拟转换器232。数字模拟转换器232用以将音频处理电路220所产生的输出数字信号14转换为输出电性信号15。扬声器231则可将输出电性信号15转换为输出音频信号16(例如一模拟音频信号)并进行播放以供使用者听取输出音频信号16。为了便于说明，在下面实施例中，均省略将音频信号与电性信号之间的转换，而仅使用输入音频信号及输出音频信号进行说明。

需注意的是，本公开的分频滤波增益优化方法可让听障人士利用其电子装置(例如智能手机或平板电脑)听取音频信号时可达到使用助听器的效果。然而，电子装置中所配备的扬声器往往都是全频的，意即会将各种频率的音频信号都放大。相对地，助听器中的接收器，其设计通常不会放大高频(例如4KHz以上)的音频信号。因此，若使用在助听器中所使用的宽动态范围压缩处理在电子装置上，则在电子装置上的扬声器很容易产生啸叫声，会降低听障人士的使用者体验。

第3A及3B图是显示不同带通滤波器的分布的示意图。举例来说，传统在使用时域的带通滤波器时，会针对不同的频带范围设置相应的带通滤波器，如图3A中的用于低频带的带通滤波器310及用于高频带的带通滤波器311，以及图3B中用于低频带的带通滤波器312及用于高频带的带通滤波器313所示。然而，每个频带的中间频率都必需维持相同的增益。然而，在高频有增益时，其在不同频带之间的交界地带的不连续性较为严重。

第4A及4B图是显示依据本公开一实施例中的不同带通滤波器的分布的示意图。在一实施例中，本公开将过滤频带较大的带通滤波器组合起来，可在不同的频率有不同的增益，且在不同频带的交界区域的变化比较连续，如图4A中的用于低频带的带通滤波器410及用于高频带的带通滤波器411，以及图4B中用于低频带的带通滤波器412及用于高频带的带通滤波器413所示。需注意的是，为了便于说明，在第4A及4B图中以两个频带为例，在后述的实施例中，以四个频带为例进行说明。相较于第3A及3B图中的带通滤波器，在第4A及4B图中的带通滤波器在频带两侧的斜率较为平缓。

图5是显示依据本公开一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。在框510，取得使用者的一听力衰减曲线。举例来说，本公开针对使用者(即听障人士)的听力检测使用适配的五组频率f₁～f₅进行测量，例如f₁＝250Hz、f₂＝500Hz、f₃＝1000Hz、f₄＝2000Hz、f₅＝4000Hz，藉以确认听障人士在个别适配频率的衰减量H₂₅₀、H₅₀₀、H₁₀₀₀、H₂₀₀₀、及H₄₀₀₀。接着，本公开利用内插法计算在其他适配频率的衰减量，例如在750Hz、1500Hz、及3000Hz的衰减量H₇₅₀、H₁₅₀₀、及H₃₀₀₀。举例来说：

H₇₅₀＝0.5(H₅₀₀+H₁₀₀₀)

H₁₅₀₀＝0.5(H₁₀₀₀+H₂₀₀₀)

H₃₀₀₀＝0.5(H₂₀₀₀+H₄₀₀₀)

因此，可取得8个不同适配频率的衰减量，并确认听障人士的听力衰减曲线。

在步骤520，进行一适配频率增益处理。举例来说，可针对不同的听力衰退曲线搭配各种不同的适配增益法(半数增益法、1/3增益法、POGOII法、Berger法、NAL-R法…等等)，藉以取得相对于测试频率的增益值G₂₅₀、G₅₀₀、G₇₅₀、G₁₀₀₀、G₁₅₀₀、G₂₀₀₀、G₃₀₀₀、及G₄₀₀₀。在一实施例中，本公开中采用NAL-R法以计算听力衰退曲线在不同测试频率的增益值，但本公开并不以此为限。

在步骤530，套用一分段带通滤波器。举例来说，本公开可使用传统的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)带通滤波器b_c(k)。此有限脉冲响应带通滤波器b_c(k)的第k个系数搭配适合的视窗w(k)。分段带通滤波器即包括了不同频带的带通滤波器，例如各频带的带通滤波器B_c(k)＝b_c(k).w(k)，其中第一频带B1为0～1000Hz，第二频带B2为1000～2000Hz，第三频带B3为2000～4000Hz，第四频带B4为4000～8000Hz。

在步骤540，计算带通滤波器B_c(k)所相应的适配频率关系矩阵。举例来说，本公开利用一取样频率f_s设计适配频率的一弦波信号弦波信号可表示如下：

弦波信号通过各频带的带通滤波器，并计算其适配频率关系矩阵，例如在上述步骤采用了4个频带的带通滤波器及8个适配频率增益，故适配频率关系矩阵在此实施例中为一8x4矩阵。

更进一步而言，若适配频率增益的数量为M(例如为第一数量)，频带的数量为N(例如为第二数量)，则适配频率关系矩阵的大小为M·N。在此实施例中M≠N，即第一数量不等于第二数量。

举例来说，适配频率关系矩阵可表示如下：

即为一个振幅为1，振动频率为f_j的信号经过滤波器B_i所呈现的状态。简单来说，虽然各频带的带通滤波器B_c(k)经过视窗w(k)计算而得，但实际上各个带通滤波器两侧均会与其他的带通滤波器有交界区，故需计算其相互影响，即上述的适配频率关系矩阵。

在步骤550，计算各带通滤波器B_c(k)的增益。举例来说，转换适配频率增益可由下列矩阵表示：

简单来说，分段带通滤波器以B_c(k)表示，适配频率关系矩阵以表示，适配频率增益以表示，各带通滤波器所需的增益为且上述参数的关系式为：

此时，各个带通滤波器B_c(k)所需的增益可用下式表示：

在步骤520及540中已分别计算出适配频率增益及适配频率关系矩阵故各个带通滤波器B_c(k)所需的增益可依据已知的适配频率增益及适配频率关系矩阵计算而得。

在步骤560，更新分段带通滤波器的滤波器特征及增益。举例来说，需先确认各带通滤波器的增益R_i的相位为相消或相长，例如：

接着，再更新分段滤波器特性B′_i＝α_i×B_i及增益R′_i＝α_i×R_i，并将每一个频带新的补偿增益转换为dB值，例如r_i＝20×log(R′_i)。

在步骤570，依据每一个频段新的带通滤波器特性B′_i，音频处理电路220可调控输入声音频信号，将其分成N个频带，然后通过补偿增益r_i调控WDRC的增益特性，最后将每一个频带的结果整合，成为电子装置200的扬声器231的输出音频信号。举例来说，输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程显示于图6。

更进一步而言，各带通滤波器具有相应的补偿增益(例如r1～r4)，且经过各带通滤波器的音频信号经过补偿增益后，会进入相应的WDRC处理进行计算，例如框图611－614中的WDRC1～WDRC4。最后，将WDRC1～WDRC4所产生的个别音频信号合成为输出音频信号。

图7是显示依据本公开另一实施例中的分频滤波增益优化方法的流程图。在步骤710，取得多个适配频率增益。举例来说，取得该多个适配频率增益可用两种方法实现。第一种方法是预先将该多个适配频率增益储存于电子装置200的一非易失性存储器(未示出)。这些预先储存的适配频率增益可符合大多数听障人士所需求的各频率增益。第二种方法是取得使用者的一听力衰减曲线。举例来说，可针对使用者(即听障人士)的听力检测使用适配的五组频率f₁～f₅进行测量，例如f₁＝250Hz、f₂＝500Hz、f₃＝1000Hz、f₄＝2000Hz、f₅＝4000Hz，藉以确认听障人士在个别适配频率的衰减量H₂₅₀、H₅₀₀、H₁₀₀₀、H₂₀₀₀、及H₄₀₀₀。接着，本公开利用内插法计算在其他适配频率的衰减量，例如在750Hz、1500Hz、及3000Hz的衰减量H₇₅₀、H₁₅₀₀、及H₃₀₀₀。举例来说：

H₇₅₀＝0.5(H₅₀₀+H₁₀₀₀)

H₁₅₀₀＝0.5(H₁₀₀₀+H₂₀₀₀)

H₃₀₀₀＝0.5(H₂₀₀₀+H₄₀₀₀)

因此，可取得8个不同适配频率的衰减量，并确认听障人士的听力衰减曲线。

接着，可对所取得的听力衰减曲线进行一适配频率增益处理。举例来说，可针对不同的听力衰退曲线搭配各种不同的适配增益法(半数增益法、1/3增益法、POGOII法、Berger法、NAL-R法…等等)，藉以取得相对于测试频率的增益值G₂₅₀、G₅₀₀、G₇₅₀、G₁₀₀₀、G₁₅₀₀、G₂₀₀₀、G₃₀₀₀、及G₄₀₀₀。在一实施例中，本公开中采用NAL-R法以计算听力衰退曲线在不同测试频率的增益值，但本公开并不以此为限。

在步骤730，套用一分段带通滤波器。举例来说，本公开可使用传统的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)带通滤波器b_c(k)。此有限脉冲响应带通滤波器b_c(k)的第k个系数搭配适合的视窗w(k)。分段带通滤波器即包括了不同频带的带通滤波器，例如各频带的带通滤波器B_c(k)＝b_c(k).w(k)，其中第一频带B1为0～1000Hz，第二频带B2为1000～2000Hz，第三频带B3为2000～4000Hz，第四频带B4为4000～8000Hz。

在步骤740，计算带通滤波器B_c(k)所相应的Mx(N-1)适配频率关系矩阵。举例来说，本公开是利用一取样频率f_s设计适配频率的一弦波信号弦波信号可表示如下：

因为4KHz以上的高频信号对于电子装置的扬声器231来说，易产生啸叫声，故需对输出音频信号在高频部分的增益有所限制。更进一步而言，输出音频信号在高频部分与输入音频信号相同，即高频部分的增益不变，故高频部分的增益可用一8x1矩阵表示(即8个适配频率增益搭配4KHz的频带)：

此外，并计算4KHz以下的音频信号所相应的适配频率关系矩阵，例如可用一8x3矩阵表示，意即8个适配频率增益搭配4KHz以下的3个频带，若适配频率增益的数量为M、带通滤波器的数量为N，则相应于各带通滤波器(未包含高频带通滤波器)的适配频率关系矩阵例如可表示为Mx(N-1)矩阵：

弦波信号通过各频带的带通滤波器，并计算其适配频率关系矩阵，例如在上述步骤采用了4KHz以下3个频带的带通滤波器及8个适配频率增益，故适配频率关系矩阵在此实施例中为一8x3矩阵。

即为一个振幅为1，振动频率为f_j的信号经过滤波器B_i所呈现的状态。简单来说，虽然各频带的带通滤波器B_c(k)经过视窗w(k)计算而得，但实际上各个带通滤波器两侧均会与其他的带通滤波器有交界区，故需计算其相互影响，即上述的适配频率关系矩阵。

在步骤750，计算各带通滤波器B_c(k)的增益。举例来说，转换适配频率增益可由下列矩阵表示：

简单来说，分段带通滤波器是以B_c(k)表示，适配频率关系矩阵是以表示，适配频率增益是以表示，各带通滤波器所需的增益为且上述参数的关系式为：

此时，各个带通滤波器B_c(k)所需的增益可用下式表示：

第四频带(4KHz以上)的增益则固定为1。

在步骤720及740中已分别计算出适配频率增益及适配频率关系矩阵故各个带通滤波器B_c(k)所需的增益可依据已知的适配频率增益及适配频率关系矩阵计算而得。

在步骤760，更新分段带通滤波器的滤波器特征及补偿增益。举例来说，需先确认各带通滤波器的增益R_i的相位为相消或相长，例如：

接着，再更新分段滤波器特性B′_i＝α_i×B_i及增益R′_i＝α_i×R_i，并将每一个频带新的补偿增益转换为dB值，例如r_i＝20×log(R′_i)。

在步骤770，合成输出音频信号。更进一步而言，依据每一个频段新的带通滤波器特性B′_i，音频处理电路220可调控输入声音频信号，将其分成N个频带，然后通过补偿增益r_i调控WDRC的增益特性，最后将每一个频带的带通滤波器的输出信号合成为电子装置200的扬声器231的输出音频信号。举例来说，输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程显示于图6。

更进一步而言，各带通滤波器具有相应的补偿增益(例如r1～r4)，且经过各带通滤波器的音频信号经过补偿增益后，会进入相应的WDRC处理进行计算，例如框图611－614中的WDRC1～WDRC4。最后，将WDRC1～WDRC4所产生的个别音频信号合成为输出音频信号。

相较于本公开图5，本公开图7中的分频滤波增益优化方法的流程图更能针对电子装置上的扬声器的特性对高频音频信号另外进行特别处理，使得高频音频信号不会在扬声器播放时产生啸叫声，而且更可针对除了高频信号的外的部分进行补偿增益的优化。

图8是显示依据本公开一实施例中的利用窗化滤波器差异的特定频段补偿增益方法的流程图。在步骤810，取得多个适配频率增益。举例来说，取得该多个适配频率增益可用两种方法实现。第一种方法是预先将该多个适配频率增益储存于电子装置200的一非易失性存储器(未示出)。这些预先储存的适配频率增益可符合大多数听障人士所需求的各频率增益。第二种方法是取得使用者的一听力衰减曲线。举例来说，可针对使用者(即听障人士)的听力检测使用适配的五组频率f₁～f₅进行测量，例如f₁＝250Hz、f₂＝500Hz、f₃＝1000Hz、f₄＝2000Hz、f₅＝4000Hz，藉以确认听障人士在个别适配频率的衰减量H₂₅₀、H₅₀₀、H₁₀₀₀、H₂₀₀₀、及H₄₀₀₀。接着，本公开是利用内插法计算在其他适配频率的衰减量，例如在750Hz、1500Hz、及3000Hz的衰减量H₇₅₀、H₁₅₀₀、及H₃₀₀₀。举例来说：

H₇₅₀＝0.5(H₅₀₀+H₁₀₀₀)

H₁₅₀₀＝0.5(H₁₀₀₀+H₂₀₀₀)

H₃₀₀₀＝0.5(H₂₀₀₀+H₄₀₀₀)

因此，可取得8个不同适配频率的衰减量，并确认听障人士的听力衰减曲线。

接着，可对所取得的听力衰减曲线进行一适配频率增益处理。举例来说，可针对不同的听力衰退曲线搭配各种不同的适配增益法(半数增益法、1/3增益法、POGOII法、Berger法、NAL-R法…等等)，藉以取得相对于测试频率的增益值G₂₅₀、G₅₀₀、G₇₅₀、G₁₀₀₀、G₁₅₀₀、G₂₀₀₀、G₃₀₀₀、及G₄₀₀₀。在一实施例中，本公开中采用NAL-R法以计算听力衰退曲线在不同测试频率的增益值，但本公开并不以此为限。

在步骤820，套用视窗滤波器至分段带通滤波器。举例来说，本公开可使用传统的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)带通滤波器b_c(k)。此有限脉冲响应带通滤波器b_c(k)的第k个系数搭配适合的视窗滤波器w(k)。分段带通滤波器即包括了不同频带的带通滤波器，例如各频带的原始带通滤波器B_c(k)＝b_c(k).w(k)，当使用4个频带时，可定义第一频带B1为0～1000Hz，第二频带B2为1000～2000Hz，第三频带B3为2000～4000Hz，第四频带B4为4000Hz以上。在一些实施例中，分段带通滤波器可包括不同数量的频带，例如可定义频带B0为0～1000Hz，频带B1为1000～2000Hz，频带B2为2000～3000Hz，频带B3为3000～4000Hz，频带B5为4000Hz以上，但本公开并不以此为限。

原始的带通滤波器的特性是具有较窄的过渡频带。原始的带通滤波器经过窗化后(即套用适合的视窗滤波器w(k)),则会具有较宽的过渡频带，且其止带的衰减量大于20dB。举例来说，可定义B'₁(k)＝B₁(k)，B'₂(k)＝B₂(k)，B'₃(k)＝B₃(k)。

在步骤830，计算高频信号的一高频相消滤波器。举例来说，在4KHz以上的高频信号容易造成啸叫声，因此本公开独立出第四频带的带通滤波器B₄(k)，并定义带通滤波器B'₅(k)＝B₄(k)。更进一步而言，音频处理电路220是对输入数字信号的高频信号套用高频相消滤波器，意即进行过渡频带差异补偿。

在步骤840，计算各带通滤波器B_c(k)及高频相消滤波器所相应的M×N适配频率关系矩阵。举例来说，音频处理电路220是利用一取样频率f_s设计适配频率的一弦波信号弦波信号可表示如下：

需注意的是，不论原始的带通滤波器或窗化带通滤波器，其止带都小于20dB。原始带通滤波器及窗化带通滤波器的主要差异在于过渡频带的宽度。因此，上述差异可做为邻近频带的补偿，而不在高频的通带造成过多负荷，例如可定义B'₄(k)＝b₄(k)-B₄(k)，意即将高频频带(4KHz)以上的原始带通滤波器与窗化带通滤波器的波形相减而得。

因为4KHz以上的高频信号对于电子装置的扬声器231来说，易产生啸叫声，故需对输出音频信号在高频部分的增益有所限制。更进一步而言，输出音频信号在高频部分与输入音频信号相同，即高频部分的增益不变，故高频部分的增益可用一8x1矩阵表示(即8个适配频率增益搭配4KHz的频带)：

仅改变4KHz以下的音频信号的增益，以得到其适配频率关系矩阵：

弦波信号是通过各频带的带通滤波器，并计算其适配频率关系矩阵，例如在上述步骤采用了4KHz以下3个频带的带通滤波器以及高频相消滤波器搭配8个适配频率增益，故适配频率关系矩阵在此实施例中为一8x4矩阵。

其中，

上述信号即为一个振幅为1，振动频率为f_j的信号经过滤波器B_i所呈现的状态。简单来说，虽然各频带的带通滤波器B_c(k)是经过视窗w(k)计算而得，但实际上各个带通滤波器两侧均会与其他的带通滤波器有交界区，故需计算其相互影响，即上述的适配频率关系矩阵。

在步骤850，计算各带通滤波器B_c(k)及高频相消滤波器的补偿增益。举例来说，转换适配频率增益可由下列矩阵表示：

简单来说，分段带通滤波器以B_c(k)表示，适配频率关系矩阵以表示，适配频率增益以表示，各带通滤波器所需的补偿增益为且上述参数的关系式为：

此外，高频(4KHz以上)音频信号的增益则固定为R₅＝1。更进一步而言，若分为N个带通滤波器频段，则总共会取得N+1个滤波器增益。其中R₅是高频音频信号的固定补偿增益，R₁～R₄则为窗化带通滤波器与高频相消滤波器所综合计算出来所得到的个别的滤波器补偿增益。

在步骤860，更新分段带通滤波器的滤波器特性及补偿增益。举例来说，音频处理电路220是依据下列公式计算分段滤波器特性B″_i：

B″_i＝R_i×B′_i

此外，每一个频段新的补偿增益是转换为dB值：

r_i＝20×log(|R′_i|)

在步骤870，合成输出音频信号。更进一步而言，依据每一个频段新的带通滤波器特性B″_i，音频处理电路220可调控输入声音频信号，将其分成N个频带，然后通过补偿增益r_i调控WDRC的增益特性，最后将每一个频带的带通滤波器的输出信号合成为电子装置200的扬声器231的输出音频信号。举例来说，输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程是显示于图9。

图9是显示依据本公开图8实施例中输入音频信号经过各个带通滤波器分别处理以合成输出音频信号的流程的示意图。更进一步而言，各带通滤波器具有相应的补偿增益(例如r₁～r₄)，且高频音频信号的补偿增益r₅是固定为1。各带通滤波器的音频信号经过补偿增益后，会进入相应的WDRC处理进行计算，例如框911－915中的WDRC1～WDRC5。最后，将WDRC1～WDRC5所产生的个别音频信号合成为输出音频信号。

相较于本公开图5，图8中的方法是通过新增一组窗化的高频相消滤波器，其特性为拥有4KHz以下的信号，但是原本4KHz以上的高频音频信号却被相消(canceled)，让此窗化的高频相消滤波器可以同时针对低频段补偿增益(类似于图5的方法)，而没有增加过多高频信号的补偿增益，且高频信号能维持原信号(类似于图7的方法)。

本公开虽以较佳实施例公开公开如上，然其并非用以限定本公开的范围，任何所属技术领域中技术人员，在不脱离本公开的精神和范围内，当可做些许的变动与润饰，因此本公开的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。