一种高效恒流宽电压输出电路

摘要

本发明提供了一种高效恒流宽电压输出电路，包括：桥式电路、变压器、输出整流模块、拓扑选择模块、模式切换支路；拓扑选择模块控制模式切换支路导通或断开；模式切换支路导通时，电路工作于第一模式：变压器向副边输出能量时，输出电流经模式切换支路对充放电容C2充电，同时提供负载能量；变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电；模式切换支路关断时，电路工作于第二模式：变压器向副边输出能量时，输出电流经输出整流模块整流后对充放电容C2充电、电感L2储能，同时提供负载能量；变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电，同时电感L2释放能量。从而达到工作在移相全桥和LLC谐振两种工作方式的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及一种输出电路，尤其涉及一种宽电压输出电路。

背景技术

在目前的技术条件下，在高效率需求应用场合，单级应用的场合较多的会选择LLC谐振电路，但由于LLC的特点，需要通过调整开关频率来改变输出电压，当输出电压要求范围很宽时，LLC开关频率将变得很大，此时开关管的关断损耗将变得很大，此时要实现宽输出电压范围可能需要增加较多的辅助电路或者引进繁琐的控制，因此LLC不是很适用于宽输出电压范围的应用场合。而对于移相全桥电路而言，存在轻载时难以实现零电压开通，导致轻载效率低、占空比丢失以及全范围内输出整流二极管硬开关，二极管反向电压尖峰高的问题，但移相全桥电路又容易实现宽输出电压范围大负载的ZVS。

发明内容

本发明所要解决的主要技术问题是提供一种高效恒流宽电压输出电路，输出效率比较高。

为了解决上述的技术问题，本发明提供了一种高效恒流宽电压输出电路，包括：桥式电路、变压器、输出整流模块、拓扑选择模块、模式切换支路；

所述变压器的原边绕组的一个输入端通过电感L1连接至桥式电路的一个输出端、另一个输入端通过电容C1连接至桥式电路的另一个输出端；

所述输出整流模块的输入端连接至变压器副边绕组的输出端；整流输出模块的正极输出端通过电感L2连接至充放电容C2的正极，电容C2的负极连接至变压器副边绕组的中点，负载与电容C2并联；

所述拓扑选择模块控制所述模式切换支路导通或断开；所述模式切换支路导通时，电路工作于第一模式：变压器向副边输出能量时，输出电流经所述模式切换支路对充放电容C2充电，同时提供负载能量；变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电；

所述模式切换支路关断时，电路工作于第二模式：变压器向副边输出能量时，输出电流经所述输出整流模块整流后对充放电容C2充电、电感L2储能，同时提供负载能量；变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电，同时电感L2释放能量。

在一较佳实施例中：当输出电压高于设定值时，所述拓扑选择模块控制所述模式切换支路导通，电路工作于第一模式；当输出电压低于于设定值时，所述模式切换支路关断，电路工作于第二模式。

在一较佳实施例中：所述模式切换支路包括串联连接的第一开关元件和第二开关元件，所述模式切换支路的一端连接至充放电容C2的正极，另一端连接至输出整流模块的输出端。

在一较佳实施例中：所述第一开关元件和第二开关元件为MOS管Q5、Q6；所述拓扑选择模块发送控制信号至MOS管Q5、Q6的栅极；MOS管Q5、Q6的漏极相连、MOS管Q5的源极连接至整流输出模块的输出端，MOS管Q6的源极连接至充放电容C2的正极；所述MOS管Q5、Q6还分别并联一二极管D5、D6；二极管D5、D6的阳极分别连接至所述MOS管Q5、Q6的源极，阴极分别连接至所述MOS管Q5、Q6的漏极。

在一较佳实施例中：所述二极管D5、D6为MOS管D5、D6的体二极管或体外反并联二极管。

在一较佳实施例中：所述模式切换支路包括第一子回路和第二子回路；第一子回路的一端连接至副边绕组的一个输出端，第二子回路的一端连接至副边绕组的第二输出端；所述第一子回路和第二子回路的另一端相连并连接至充放电容C2的正极。

在一较佳实施例中：所述第一子回路包括串联连接的第一开关元件和第二开关元件、第二子回路包括串联连接的第三开关元件和第四开关元件。

在一较佳实施例中：所述第一开关元件和第二开关元件为MOS管Q5、Q6；所述拓扑选择模块发送控制信号至MOS管Q5、Q6的栅极；MOS管Q5、Q6的漏极相连、MOS管Q5的源极连接至副边绕组的一个输出端，MOS管Q6的源极连接至充放电容C2的正极；

所述第三开关元件、第四开关元件为MOS管Q5A、Q6A；所述拓扑选择模块发送控制信号至MOS管Q5A、Q6A的栅极；MOS管Q5A、QA6的漏极相连、MOS管Q5A源极连接至变压器副边绕组的另一个输出端，MOS管Q6A的源极连接至充放电容C2的正极；

所述MOS管Q5、Q6、Q5A、Q6A还分别并联一二极管D5、D6、D5A、D6A；二极管D5、D6、D5A、D6A的阳极分别连接至所述MOS管Q5、Q6、Q5A、Q6A的源极，阴极分别连接至所述MOS管Q5、Q6、Q5A、Q6A的漏极；

在一较佳实施例中：驱动Q5和Q6的信号为第一同步信号，驱动Q5A和Q6A为第二同步信号；并且第一同步信号与第二同步信号反相。

在一较佳实施例中：所述输出整流模块为半波整流电路或全波整流电路或全桥整流电路或半桥整流电路；所述桥式电路为全桥桥式电路或半桥桥式电路。

相较于现有技术，本发明的技术方案具备以下有益效果：

本发明提供了一种高效恒流宽电压输出电路，输出效率比较高，并且可以工作在两种工作方式，通过对拓扑选择模块控制模式切换支路，就可以在两种工作方式中自由切换。切换方式简单、电路成本也比较低。

附图说明

图1为本发明优选实施例1中高效恒流宽电压输出电路的电路图；

图2为本发明优选实施例1中电路工作于第一模式并且变压器向副边输出能量时，电路中的电流流向图；

图3为本发明优选实施例1中电路工作于第一模式并且变压器停止向副边输出能量时，电路中的电流流向图；

图4为本发明优选实施例1中电路工作于第二模式并且变压器向副边输出能量时，电路中的电流流向图；

图5为本发明优选实施例1中电路工作于第二模式并且变压器停止向副边输出能量时，电路中的电流流向图；

图6为本发明优选实施例2中高效恒流宽电压输出电路的电路图。

具体实施方式

以下通过具体实施方式结合附图对本发明的技术方案进行进一步的说明和描述。

实施例1

参考图1，一种高效恒流宽电压输出电路，包括：变压器、输出整流模块、拓扑选择模块、模式切换支路、驱动控制模块和桥式电路；本实施例中，桥式电路采用全桥电路，输出整流模块采用全波整流电路。

所述变压器的原边绕组的一个输入端通过电感L1连接至桥式电路的一个输出端、另一个输入端通过电容C1连接至桥式电路的另一个输出端；

所述输出整流模块的输入端连接至变压器副边绕组的输出端；整流输出模块的正极输出端通过电感L2连接至充放电容C2的正极，电容C2的负极连接至变压器副边绕组的中点；负载并联在电容C2的两端。

所述桥式电路的一个输出端通过所述电感L1连接至原边绕组的一个输入端，另一个输出端通过电容C1连接至原边绕组的另一个输入端；当电路工作于第一模式时，所述驱动控制模块对桥式电路的控制模式为LLC变频控制模式；当电路工作于第二模式时，所述驱动控制模块对桥式电路的控制模式为移相全桥控制模式。

通过上述设置后，当输出电压工作在不同区间时，通过所述拓扑选择模块控制所述模式切换支路导通或断开，使得电路工作在不同的模式；

具体来说，输出电压在V1～Vou时，所述模式切换支路导通，电路工作于第一模式：变压器向副边输出能量时，输出电流经所述模式切换支路对充放电容C2充电，同时提供负载能量；变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电；

而输出电压在0～V1时，所述模式切换支路关断，电路工作于第二模式：变压器向副边输出能量时，输出电流经所述输出整流模块整流后对充放电容C2充电、电感L2储能，同时提供负载能量；变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电，同时电感L2释放能量。

因此，上述的电路能够在不同的输出电压区间工作在不同的工作模式，克服移相全桥电路而言，轻载时难以实现零电压开通，轻载效率低、占空比丢失以及全范围内输出整流二极管硬开关，二极管反向电压尖峰高的问题。也克服了单纯的LLC谐振电路输出电压范围窄的问题。从而使得上述电路具备高效宽电压的特点。

因此，就实现了一个电路可以工作在移相全桥和LLC谐振两种工作方式上，输出效率高。工作人员通过对拓扑选择模块控制模式切换支路，就可以在两种工作方式中自由切换。

具体的，在本实施例中，所述模式切换支路具体包括串联连接的第一开关元件和第二开关元件，所述模式切换支路的一端连接至充放电容C2的正极，另一端连接至输出整流模块的输出端。

第一开关元件和第二开关元件只要能够实现开关功能即可，因此可以选用各种各样的开关来实现上述功能，本实施例中，所述第一开关元件和第二开关元件为MOS管Q5、Q6；所述拓扑选择模块发送控制信号至MOS管Q5、Q6的栅极；MOS管Q5、Q6的漏极相连、MOS管Q5的源极连接至整流输出模块的输出端，MOS管Q6的源极连接至充放电容C2的正极。当拓扑选择模块发送高电平的控制信号时，MOS管Q5、Q6导通。当拓扑选择模块发送低电平的控制信号时，MOS管Q5、Q6截止。这样就实现了用拓扑选择模块控制MOS管Q5、Q6导通或截止的目的。

所述MOS管Q5、Q6还分别并联一二极管D5、D6；二极管D5、D6的阳极分别连接至所述MOS管Q5、Q6的源极，阴极分别连接至所述MOS管Q5、Q6的漏极；拓扑选择模块驱动MOS管Q5和Q6的控制信号为同步信号或反相信号。

上述的所述二极管D5、D6为MOS管Q5、Q6的体二极管或体外反并联二极管

本实施例中，所述输出整流模块采用全波整流电路，其他实施例中，所述输出整流模块可以替换为半波整流电路或全桥整流电路或半桥整流电路。本实施例中，所述桥式电路为全桥桥式电路。如果采用半桥移向的控制模式时，桥式电路就可以对应改为半桥桥式电路，属于本实施例的简单替换。

下文对电路在两种模式下的工作原理和电流走向做出具体的说明：

当电路工作于第一模式时，电流走向如图2和3所示：当变压器向副边输出能量时，输出电流经所述输出整流模块D7、D8(变压器副边绕组上端输出正电流时,经二极管D7,副边绕组下端输出正电流时,经二极管D8)整流后经过导通的MOS管Q5(或MOS管Q5并联的二极管D5)、MOS管Q6(或MOS管Q6并联的二极管D6)对充放电容C2充电、并同时提供负载能量；当变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电给负载供电。

当电路工作于第二模式时，电流走向如图4和5所示：当变压器向副边输出能量时，输出电流经所述输出整流模块D7、D8整流后经过电感L2给充放电容C2充电，并给负载供电。当变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电给负载供电。

当电流回路经电感L2时，可控制MOS管Q5闭合，电感L2、D6(或MOS管Q6)、MOS管Q5、电感L2形成回路，避免电感L2被模式切换支路中开关管并联的二极管钳位。

实施例2

参考图6.本实施例与实施例1的区别在于：所述模式切换支路包括第一子回路和第二子回路；第一子回路的一端连接至副边绕组的一个输出端，第二子回路的一端连接至副边绕组的第二输出端；所述第一子回路和第二子回路的另一端相连并连接至充放电容C2的正极。

具体的所述第一子回路包括串联连接的第一开关元件和第二开关元件、第二子回路包括串联连接的第三开关元件和第四开关元件。

与实施例1相同，上述的开关元件可以选用任何具备开关功能的元件即可，本实施例中所述第一开关元件和第二开关元件为MOS管Q5、Q6；所述拓扑选择模块发送控制信号至MOS管Q5、Q6的栅极；MOS管Q5、Q6的漏极相连、MOS管Q5的源极连接至副边绕组的一个输出端，MOS管Q6的源极连接至充放电容C2的正极；

所述第三开关元件、第四开关元件为MOS管Q5A、Q6A；所述拓扑选择模块发送控制信号至MOS管Q5A、Q6A的栅极；MOS管Q5A、QA6的漏极相连、MOS管Q5A源极连接至变压器副边绕组的另一个输出端，MOS管Q6A的源极连接至充放电容C2的正极；

所述MOS管Q5、Q6、Q5A、Q6A还分别并联一二极管D5、D6、D5A、D6A；二极管D5、D6、D5A、D6A的阳极分别连接至所述MOS管Q5、Q6、Q5A、Q6A的源极，阴极分别连接至所述MOS管Q5、Q6、Q5A、Q6A的漏极；驱动Q5和Q6的信号为第一同步信号，驱动Q5A和Q6A为第二同步信号；并且第一同步信号与第二同步信号反相。

下文对本实施例的电路在两种模式下的工作原理和电流走向做出具体的说明：

1.当电路工作于第一模式时，所述模式切换支路闭合，第一子回路和第二子回路轮流闭合。下文对第一子回路闭合、第二子回路断开的情况做出描述：1)当变压器向副边输出能量时，且副边绕组上端输出正电流时,第一子回路提供电流通路，至少控制MOS管Q6闭合，输出电流直接从副边绕组后，经过与MOS管Q5并联的二极管D5后经MOS管Q6对充放电容C2充电、并同时提供负载能量当副边绕组下端输出正电流时,第二子回路提供电流通路，至少控制MOS管Q6A闭合，输出电流直接从副边绕组后，经过与MOS管Q5A并联的二极管D5A后经MOS管Q6A对充放电容C2充电、并同时提供负载能量。由于二极管D5、D5A的单向导通特性，二极管D5、D5A就对变压器的输出电流起到了整流的效果。

2)当变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电给负载供电。

2.当电路工作于第二模式时，所述模式切换支路断开，第一子回路断开、第二子回路断开。

1)当变压器向副边输出能量时，输出电流经所述输出整流模块D7、D8整流后经过电感L2给充放电容C2充电，并给负载供电。

2)当变压器停止向副边输出能量时，充放电容C2放电给负载供电。

同理，当电流回路经电感L2时，至少控制第一子回路的MOS管Q5或第二子回路的MOS管Q5A中的一个闭合，使得电感L2、D6(或MOS管Q6)、MOS管Q5、电感L2形成回路，或电感L2、D6(或MOS管Q6)、MOS管Q5、电感L2形成回路，避免电感L2被第一子回路或第二子回路中的MOS管并联的二极管钳位。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。