一种适用电压转换器的具有正输出电压和负输出电压的单反馈环路

摘要

本发明涉及一种适用电压转换器的具有正输出电压和负输出电压的单反馈环路，包括外部电阻和转换芯片，转换芯片中的反馈部分电路包括电阻Ⅰ和电阻Ⅱ，电阻Ⅰ的第一端口与芯片内部产生的基准电压V

说明书

技术领域

本发明属于电压转换器的内部控制技术，具体涉及一种适用电压转换器的具有正输出电压和负输出电压的单反馈环路。

背景技术

现有技术中，电压转换器可输出一个稳定的电压值，该电压值可高于、等于或低于输入电压，输出电压极性亦可正可负。如图1A和1B所示为两种传统的电压转换器应用图，其中，图1A描述了一种升压型转换器电路结构，图1B描述了一种反相型转换器电路结构，功率开关管和控制电路集成在转换芯片10上，转换芯片有多个引脚输出，这些引脚与外部单元器件相连。

电压转换器包括输入电容12和输出电容14，输入电容12的第一输入端连接外部电源电压V_IN，输入电容12的第二输入端接地；输出电容14的第一输入端连接输出节点V_OUT，输出电容14第二输入端接地，输出节点可接负载到地。

电压转换器的功能取决于转换芯片10外部元器件的架构和连接方式。在图1A的升压型转换器中，电感Ⅰ20与二级管22串联接在V_IN和V_OUT之间，电感Ⅰ20和第一二极管22之间的连接节点通过引脚SW与转换芯片10内部的功率开关管相连。第一电阻16与第二电阻18串联接在输出节点与地之间，第一电阻16和第二电阻18的连接节点提供一个反馈电压，该反馈电压与输出电压成比例，反馈电压通过引脚FB与转换芯片10内部的电路相连。在图1B的反相型转换器中，电感Ⅰ20、电容Ⅰ24和电感Ⅱ26串联接在V_IN和V_OUT之间，二级管22的一端连接在电容Ⅰ24与电感Ⅱ26之间的连接节点，第一二极管22的另一端接地。第一电阻16与第二电阻18串联接在输出节点与地之间，反馈电压通过引脚NFB与转换芯片10内部的控制电路相连。电容Ⅲ28与第一电阻16并联。

两种转换器中的集成转换芯片10的内部结构相似，如图2所示为转换芯片10内部典型的电路框架结构。功率开关管30与第三电阻32串联接在电感Ⅰ20与地之间，流过功率开关管30上的电流I_SW在电阻32上采样，功率开关管30的导通和关断受控于开关控制电路34，当功率开关管30导通时，电流从V_IN通过电感Ⅰ20、开关管30和第三电阻32流入地；当功率开关管30关断时，储存在电感中的能量转移到输出电容14中。适当控制功率开关管导通与关断时间，就能在输出端得到一个稳定的电压，在图1A所示的电路中，该输出电压大于输入电压；在图1B所示的电路中，该输出电压与输入电压极性相反。

控制电路34包含触发器电路和功率管驱动电路，控制电路的置位端连接时钟信号，该时钟信号是由振荡器产生的脉冲波。在正常工作状态下，当时钟上升沿到来后，送入置位端将功率开关管导通，流过功率管的电流增大，当控制电路的复位端接收到信号后，功率开关管关断，因此复位端接收的信号决定了功率管开启时间。控制电路的复位端连接比较器38的输出。输出电压的反馈信号V_FB连接第一误差放大器40的负输入端，参考电压V_REF连接第一误差放大器40的正输入端，电容Ⅳ42连接在第一误差放大器40的输出和地之间。

电容Ⅳ42上的电压V_C是一个变化量，其大小取决于第一误差放大器40的输出。当负载增加时，输出电压下降，V_FB跟着下降，经过误差放大器后，V_C电压增大，因此，V_C电压值与输出负载成比例。V_C与比较器38的负输入端相连，比较器的正输入端连接加法器44。加法器44把功率开关管上的采样信号I_SW与补偿信号相加。时钟信号上升沿送入置位端将功率开关管导通后，电流流过电感Ⅰ20、功率开关管30和采样电阻32，I_SW的值表征了该电流的大小，当I_SW与补偿信号之和大于V_C时，比较器38输出复位信号将功率开关管关断。若负载增大，则V_C增大，功率开关管导通的时间也相应增大，从而将V_OUT维持在一个定值，这就是典型的电流模式控制。

在升压型转换器中，输出电压为正值，正的V_FB电压反馈至FB引脚，如图1A所示。对于图1B中的反相型转换器中，输出电压为负值，负的V_FB电压反馈至NFB引脚。虽然两种转换器的外部结构不同，但图2中的集成转换芯片可同时适用于这两种转换器中，传统的实现方式是增加芯片的引脚数，如图3A-3C所示。图3A所示为三个引脚A、B、C的转换芯片10，其中引脚A连接参考电压V_REF，该电压可由外部源产生或由芯片内部产生，引脚B与内部第一误差放大器40的正输入端相连，引脚C与内部第一误差放大器40的负输入端相连。A、B、C三者之间不同的连接关系可分别实现图3B所示的升压型反馈结构和图3C所示的反相型反馈结构。

在图3B中，引脚A和引脚B通过外部相连，因此参考电压V_REF加在误差放大器的正输入端上，输出电压V_OUT经过第一电阻16和第二电阻18分压后产生的反馈电压V_FB加在误差放大器的负输入端上。第一误差放大器40的输出端随着负载的变化而变化，从而控制功率开关管的导通与关断。

在图3C中，引脚C通过外部接地，引脚B与第一电阻16和第二电阻18之间的连接节点V_NFB相连，第一电阻16与第二电阻18串联接在电压V_REF和-V_OUT之间。当负载增大，输出电压的绝对值减小，第一误差放大器40的输出V_C增大，从而控制功率开关管的导通时间随负载的变化而变化。

另一种集成转换芯片实现方式如图4A-4C所示，图4A所示为两个引脚A、B的转换芯片10，引脚A内部连接第一误差放大器40的负输入端，第一误差放大器40的正输入端接地，第一误差放大器40的输出端通过第二二极管43连接第二误差放大器41的负输入端。引脚B内部连接第二误差放大器41的负输入端，第二误差放大器41的正输入端连接基准电压V_REF，该基准电压由转换芯片10内部产生，第二误差放大器41的输出产生电压V_C。

图4B描述了作为升压型转换器的引脚A和引脚B的连接方式，引脚A外部连接第一电阻16和第二电阻18，该节点提供了一个反馈电压V_FB，引脚A与引脚B外部互连，因此反馈电压V_FB连接在第二误差放大器41的负输入端，V_C电压随着输出负载而变化。

图4C描述了作为反相型转换器的引脚A和引脚B的连接方式，引脚A外部连接第一电阻16和第二电阻18，该节点提供了一个反馈电压V_NFB，引脚B外部连接第二电阻18的第二输入端。在反相型转换器中，V_OUT是一个负值，V_NFB也就是一个负值，第一误差放大器40输出一个正电压值，通过第二二极管43后连接在第二误差放大器41的负输入端。在轻载下反馈电压V_NFB的绝对值增大，在重载下反馈电压V_NFB的绝对值减小，当轻载下引脚A的输入电压变得更负时，连接在第二误差放大器41负输入端的第一误差放大器40的输出电压就会增大，从而V_C电压减小，因此V_C电压反映出负载的变化。

上述已知两种集成转换芯片的反馈结构需要额外的引脚来外部配置以实现升压型转换器和反相型转换器。图3A-3C所示为利用单个误差放大器和三个外部端口实现同一芯片适用于不同类转换器，图4A-4C所示为利用两个误差放大器和两个外部端口实现同一芯片适用于不同类转换器。这里提出一种新结构，使得同一芯片在同时实现升压型转换器和反相型转换器时，无需改变外部配置同时最小化芯片引脚个数。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种适用电压转换器的具有正输出电压和负输出电压的单反馈环路，以最简单的外部配置和最少的芯片引脚个数使得同一芯片同时实现升压型转换输出和反相型转换输出。

按照本发明提供的技术方案，所述单反馈环路架构包括转换芯片10和外部电阻1，外部电阻1的第一端口与转换器的输出电压V_OUT相连，外部电阻1的第二端口与转换芯片10的反馈引脚V_FB相连。

所述转换芯片10中的反馈部分电路包括电阻Ⅰ50和电阻Ⅱ52，电阻Ⅰ50的第一端口与芯片内部产生的基准电压V_REF相连，电阻Ⅰ50的第二端口与电阻Ⅱ52的第一端口相连，电阻Ⅱ52的第二端口接地，电阻Ⅰ50和电阻Ⅱ52的连接节点与转换芯片10的反馈引脚V_FB相连。

还包括第一误差放大器40和第二误差放大器41，第一误差放大器40的正输入端与基准电压V_REF相连，第一误差放大器40的负输入端与第二误差放大器41的正输入端相连，第二误差放大器41的负输入端接地，第一误差放大器40的负输入端与第二误差放大器41的正输入端相连的节点51连接在转换芯片10的反馈引脚端；第一误差放大器40通过二极管Ⅰ56与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅰ56的阳极与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅰ56的阴极与第一误差放大器40的输出相连，第二误差放大器41通过二极管Ⅱ58与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅱ58的阳极与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅱ58的阴极与第二误差放大器41的输出相连，二极管Ⅰ56的阳极与二极管Ⅱ58的阳极相连的节点为输出控制信号V_C。

第一误差放大器40和第二误差放大器41的具体实现方式是由以下单元组成的，第一PNP晶体管70、第二PNP晶体管72、第三PNP晶体管74和第四PNP晶体管76，第一NPN晶体管78和第二NPN晶体管80，电阻Ⅲ82、电阻Ⅳ84、电阻Ⅴ86、电阻Ⅵ88、电阻Ⅶ90和电阻Ⅷ92。第一PNP晶体管70和第二PNP晶体管72的发射极互连于电流源Ⅱ71，第三PNP晶体管74和第四PNP晶体管76的发射极互连于电流源Ⅲ75，第一PNP晶体管70的基极连接V_REF，第二PNP晶体管72和第三PNP晶体管74的基极互连与V_FB，第四PNP晶体管76的基极接地。

第一NPN晶体管78的基极与集电极互连于电流源Ⅳ79，第二NPN晶体管80的集电极连接电流源Ⅴ81，连接节点提供输出V_C，第一NPN晶体管78的基极与第二NPN晶体管80的基极相连，电阻Ⅴ86和电阻Ⅶ90串联接在第一NPN晶体管78的发射极与地之间，第二PNP晶体管72和第三PNP晶体管74的集电极互连于第一NPN晶体管78的发射极，第二PNP晶体管72和第四PNP晶体管76的集电极分别通过电阻Ⅲ82和电阻Ⅳ84互连于电阻Ⅵ88和电阻Ⅷ92之间，第一NPN晶体管78和第二NPN晶体管80互相匹配形成电流镜结构。

本发明具有以下优点：在这种单反馈环路控制下，可固定外部反馈电阻的配置，通过内部两个误差放大器的作用，使得在该反馈环路下可同时实现升压型转换器和反相型转换器，且转换芯片仅需一个反馈引脚端口，节省了芯片引脚个数。

附图说明

图1A和图1B为现有升压型电压转换器和反相型电压转换器。

图2为适用于图1A和图1B中电压转换器中转换芯片内部部分部分电路示意图。

图3A-3C为现有一种适用于升压型电压转换器和反相型电压转换器的转换芯片外部配置方式。

图4A-4C为现有另一种适用于升压型电压转换器和反相型电压转换器的转换芯片外部配置方式。

图5为本发明一种适用于升压型电压转换器和反相型电压转换器的反馈控制设计部分电路示意图。

图6为本发明图5电路中反馈电压到控制电压的传输波形。

图7为本发明对应图5电路的一种实施例。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

图5虚线框中的反馈控制设计适用于转换芯片10中，输出电压V_OUT通过外部电阻1加在转换芯片10的反馈引脚端以提供反馈电压V_FB，在芯片内部的V_REF和地之间串联连接了电阻Ⅰ50和电阻Ⅱ52，这两个电阻阻值相等，电阻Ⅰ50和电阻Ⅱ52的连接节点与反馈引脚端相连。基准电压V_REF与第一误差放大器的正输入端相连，第一误差放大器40的负输入端与第二误差放大器41的正输入端相连，第二误差放大器的负输入端接地。第一误差放大器40的负输入端与第二误差放大器41的正输入端相连的节点51连接在反馈引脚端。

控制信号V_C与电流源Ⅰ54相连，第一误差放大器40通过二极管Ⅰ56与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅰ56的阳极与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅰ56的阴极与第一误差放大器40的输出相连。第二误差放大器41通过二极管Ⅱ58与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅱ56的阳极与电流源Ⅰ54相连，二极管Ⅱ56的阴极与第二误差放大器41的输出相连。

正常工作时，升压型转换器中V_FB电压为正值，而反相型转换器中V_FB电压为负值。在升压型转换器中，第二误差放大器41的正输入端电压大于负输入端电压，其输出电压为高电位，二极管Ⅱ56截止，第二误差放大器41的输出对V_C电压没有影响。当输出重载时，V_OUT电压略微下降，反馈电压端V_FB电压低于V_REF电压，第一误差放大器40的输出抬高，由于二极管Ⅰ56的作用导致电流源Ⅰ54中的电流更多的流入V_C节点中，导致V_C电压抬高，升压转换器就会传输更多的能量到输出负载端。当输出轻载时，V_OUT电压略微上升，反馈电压端V_FB电压高于V_REF电压，第一误差放大器40的输出降低，由于二极管Ⅰ56的作用导致电流源Ⅰ54中的电流更多的第一流入第一误差放大器40中，导致VC电压降低，升压转换器就会减少传输到输出负载端的能量。

在反相型转换器中，V_OUT电压为负值，V_FB电压也为负值，第一误差放大器的正输入端电压V_REF大于负输入端电压V_FB，其输出电压为高电位，二极管Ⅰ56截止，第一误差放大器40的输出对V_C电压没有影响。当输出重载时，V_OUT电压绝对值略微下降，反馈电压端V_FB电压高于地电压，第二误差放大器41的输出抬高，由于二极管Ⅱ56的作用导致电流源Ⅰ54中的电流更多的流入V_C节点中，导致V_C电压抬高，反相型转换器就会传输更多的能量到输出负载端。当输出轻载时，V_OUT电压绝对值略微上升，反馈电压端V_FB电压低于V_REF电压，第二误差放大器41的输出降低，由于二极管Ⅱ56的作用导致电流源Ⅰ54中的电流更多的流入第二误差放大器41中，导致V_C电压降低，反相型转换器就会减少传输到输出负载端的能量。

内部电阻Ⅱ52替代传统反馈电阻18，转换芯片仅需一个外部引脚端口（V_FB）就可同时适用于升压型转换器和反相型转换器，芯片内部电阻Ⅰ50、电阻Ⅱ52和芯片外部电阻1共同构成了两种转换器的反馈网络。

图6为本发明图5电路中反馈电压V_FB到控制电压V_C的传输波形，Y轴表示控制电压V_C，X轴表示反馈端口电压V_FB，当V_FB电压在V_REF时，V_C电压在该处A值与B值间转换，这是由于在升压工作模式下，高增益的第一误差放大器40导致V_C电压与V_FB电压相关，当V_FB电压低于V_REF时，V_C电压等于B值，当V_FB电压高于V_REF时，V_C电压等于A值。在反相工作模式下，高增益的第二误差放大器41导致当V_FB电压为0时，V_C电压在该处A值与B值间转换。

图7为本发明对应图5电路的一种实施例。图5中第一误差放大器40和第二误差放大器41的具体实现方式是由以下单元组成的，第一PNP晶体管70、第二PNP晶体管72、第三PNP晶体管74和第四PNP晶体管76，第一NPN晶体管78和第二NPN晶体管80，电阻Ⅲ82、电阻Ⅳ84、电阻Ⅴ86、电阻Ⅵ88、电阻Ⅶ90和电阻Ⅷ92。第一PNP晶体管70和第二PNP晶体管72的发射极互连于电流源Ⅱ71，第三PNP晶体管74和第四PNP晶体管76的发射极互连于电流源Ⅲ75，第一PNP晶体管70的基极连接V_REF，第二PNP晶体管72和第三PNP晶体管74的基极互连与V_FB，第四PNP晶体管76的基极接地。

第一NPN晶体管78的基极与集电极互连于电流源Ⅳ79，第二NPN晶体管80的集电极连接电流源Ⅴ81，连接节点提供输出V_C，第一NPN晶体管78的基极与第二NPN晶体管80的基极相连，电阻Ⅴ86和电阻Ⅶ90串联接在第一NPN晶体管78的发射极与地之间，第二PNP晶体管72和第三PNP晶体管74的集电极互连于第一NPN晶体管78的发射极，第二PNP晶体管72和第四PNP晶体管76的集电极分别通过电阻Ⅲ82和电阻Ⅳ84互连于电阻Ⅵ88和电阻Ⅷ92之间，第一NPN晶体管78和第二NPN晶体管80互相匹配形成电流镜结构。

正常工作时，电流源Ⅱ71的电流流入第一PNP晶体管70和第二PNP晶体管72，当V_FB电压大于V_REF电压时，电流源Ⅱ71的大部分电流通过PNP晶体管70流入电阻Ⅴ86和电阻Ⅶ90，当V_FB电压小于V_REF电压时，电流源Ⅱ71的大部分电流通过第二PNP晶体管72流入电阻Ⅲ82和电阻Ⅷ92。电流源Ⅲ75的电流流入第三PNP晶体管74和第四PNP晶体管76，当V_FB电压大于地势电压时，电流源Ⅲ75的大部分电流通过第四PNP晶体管76流入电阻Ⅳ84和电阻Ⅷ92，当V_FB电压小于地势电压时，电流源Ⅲ75的大部分电流通过第三PNP晶体管74流入电阻Ⅴ86和电阻Ⅶ90。

合理设置电流源Ⅱ71、电流源Ⅲ75、电流源Ⅳ79和电流源Ⅴ81的电流值以及电阻Ⅲ82、电阻Ⅳ84、电阻Ⅴ86、电阻Ⅵ88、电阻Ⅶ90和电阻Ⅷ92的阻值，可实现图6中升压工作模式和反相工作模式下的传输波形。例如，电流源Ⅱ71和Ⅲ75的电流值设置为4μA，电流源Ⅳ79和电流源Ⅴ81的电流值设置为2μA，电阻Ⅲ82、电阻Ⅳ84、电阻Ⅴ86和电阻Ⅵ88的阻值设置为20kΩ，电阻Ⅶ90和电阻Ⅷ92的阻值设置为10kΩ，V_REF设为1.25V。

在升压工作模式下，V_FB电压为1.25V，第三PNP晶体管74截止，电流源Ⅲ75的全部4μA电流通过第四PNP晶体管76流入电阻Ⅳ84和电阻Ⅷ92，电流源Ⅱ71的4μA电流分别以第一PNP晶体管70（2μA）和第二PNP晶体管72（2μA）流入电阻Ⅴ86、电阻Ⅶ90和电阻Ⅲ82、电阻Ⅷ92，电流源Ⅳ79的2μA电流通过第一NPN晶体管78流入电阻Ⅴ86和电阻Ⅶ90，电流源Ⅴ81的2μA电流通过第二NPN晶体管80流入电阻Ⅵ88和电阻Ⅷ92。因此，流过电阻Ⅷ92的电流为8μA，流过电阻Ⅵ88的电流为2μA，流过电阻Ⅶ90的电流为4μA，流过电阻Ⅴ86的电流为4μA，第一NPN晶体管78的发射极电压为电阻Ⅶ90的压降（40mV）与电阻Ⅴ86的压降（80mV）之和120mV，第一NPN晶体管78的发射极电压为电阻Ⅷ92的压降（80mV）与电阻Ⅵ88的压降（40mV）之和120mV，第一NPN晶体管78和第二NPN晶体管80发射极电压一致，第二NPN晶体管80集电极电压V_C处于一定的电压值。

当输出负载减少时，V_FB电压增大，流过第二PNP晶体管72的电流减少，流过第一PNP晶体管70的电流增大，因此流过电阻Ⅷ92的电流减少，V_C电压降低；当输出负载增加时，V_FB电压减小，流过第二PNP晶体管72的电流增大，流过第一PNP晶体管70的电流减小，因此流过电阻Ⅷ92的电流增大，V_C电压增大。

在反相工作模式下，V_FB电压为0V，第一PNP晶体管70截止，电流源Ⅱ71的全部4μA电流通过第二PNP晶体管72流入电阻Ⅲ82和电阻Ⅷ92，电流源Ⅲ75的4μA电流分别以第三PNP晶体管74（2μA）和第四PNP晶体管76（2μA）流入电阻Ⅴ86、电阻Ⅶ90和电阻Ⅳ84、电阻Ⅷ92，电流源Ⅳ79的2μA电流通过第一NPN晶体管78流入电阻Ⅴ86和电阻Ⅶ90，电流源Ⅴ81的2μA电流通过第二NPN晶体管80流入电阻Ⅵ88和电阻Ⅷ92。因此，流过电阻Ⅷ92的电流为8μA，流过电阻Ⅵ88的电流为2μA，流过电阻Ⅶ90的电流为4μA，流过电阻Ⅴ86的电流为4μA，第一NPN晶体管78的发射极电压为电阻Ⅶ90的压降（40mV）与电阻Ⅴ86的压降（80mV）之和120mV，第一NPN晶体管78的发射极电压为电阻Ⅷ92的压降（80mV）与电阻Ⅵ88的压降（40mV）之和120mV，第一NPN晶体管78和第二NPN晶体管80发射极电压一致，第二NPN晶体管80集电极电压V_C处于一定的电压值。

当输出负载增加时，V_FB电压增大，流过第三PNP晶体管74的电流减少，流过第四PNP晶体管76的电流增大，因此流过电阻Ⅷ92的电流增加，V_C电压升高；当输出负载减少时，V_FB电压减小，流过第三PNP晶体管74的电流增大，流过第四PNP晶体管76的电流减小，因此流过电阻Ⅷ92的电流减少，V_C电压降低。

在本发明中，“连接”、“相连”、“连”、“接”等表示电性相连的词语，如无特别说明，则表示直接或间接的电性连接。上述的所有电阻的第一端口和第二端口均是按照电流的流经方向定义的，电流首先经过电阻的一端为第一端口，另一端就为第二端口。

以上述依据本发明的理想实施例为启示，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。