一种桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法

摘要

本发明一种桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法，应用于模块化多电平变换器桥臂子不对称等效电路模型中，就是消除MMC桥臂子模块数量不对称模型中致使正负半波不对称的直流分量的方法。针对MMC桥臂子模块数量不对称模型下正负半波不对称、上下桥臂电容能量不平衡的情况，利用运算电路、正弦波发生器、PI调节模块和PWM调制技术，对开关器件进行控制，对导致正负半波不平衡的直流分量进行补偿和消除，达到输出平衡且稳定的目的。本发明主要特征就是针对正负半波不对称，对直流分量进行消除。本发明有利于使MMC在桥臂子模块数量不对称情况下稳定输出，且使输出接近于正弦波。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种消除模块化多电平变换器(MMC) 桥臂子模块数量不对称模型中致使正负半波不对称的直流分量的方法，即一种桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法。

背景技术

模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter(MMC))这种结构最初由德国慕尼黑联邦国防军大学的R.Marquardt提出，见图1，每相由两个桥臂组成，一共由六个桥臂组成，一般为双数桥臂，成为正(上)桥臂，和负(下)桥臂。每个桥臂的结构相同，由N个模块和一个电感串联组成，每个模块由一个半桥和一个电容组成。半桥的上下管互补工作，当上管开通时，下管截止，电容被串联接入电路进行充电或放电；当上管截止，下管开通时，电容被旁路。显然通过控制开关管的开通和截止，就可以控制串联在电路中的电容数量，如果每个模块电容容量相同，并且电压相同且平均值等于Vd/N，则可以通过控制电容的接入数量就可以改变输出电压。

该模块化多电平变换器全部由电力电子器件搭建，正负桥臂的电阻、电感是很难做到完全相等的，总会有一些误差难以避免地存在，或者在特殊时候模型内某一个桥臂或者某几个桥臂故障，则模型的正负桥臂数量处于不对称状态，易产生谐波和桥臂环流，不仅可能使得波形的畸变影响输出质量，还会增加器件的损耗，使得对开关器件的要求提高。并且环流可能造成输出电压正负半波不对称，即正负桥臂电容电压平均值将不相等，这会使输出电压和电流中含有直流分量，该直流成分会对外接的变压器等设备带来影响，如果三相桥臂均不对称，则三相电容Cac中的直流和谐波成分会不一样，会在三相桥臂之间产生能量交换，从而影响系统的稳定性。

发明内容

本发明为克服上述现有技术所述的至少一种缺陷，提供一种桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法。是一种采用受控恒流源代替正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项的模块化多电平变换器桥臂子不对称模型。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

一种桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法，应用于模块化多电平变换器桥臂子不对称等效电路模型中，该等效模型分为交流电路部分和直流电路部分；

直流电路部分包括两个直流电源V_d/2、电感L_dc、电阻R_dc、电容C_dc和受控源S_c2并联组成第一模块，两个直流电源V_d/2、电感L_dc、电阻R_dc及第一模块串联连接；

交流电路部分包括电容C_ac和受控源S_c1并联组成的第二模块、电感L_ac、电阻R_ac以及负载Load，第二模块、电感L_ac、电阻R_ac以及负载Load串联连接；

交直流电路部分通过网络T₁、T₂耦合连接；

其平衡方法包括以下步骤：

步骤一：测量出正负桥臂模块电容的电压和，再把它们相减，其差值经过 LPF滤掉其中的交流成分，得到直流分量；

步骤二：将直流成分经过PI调节得出一增益；

步骤三：将上述增益用于控制一个正弦波发生器的幅值，正弦波的频率和输出频率相同，初始相位为直流侧基波阻抗角；

步骤四：将经过幅度控制的正弦波信号同时加在正负桥臂调制信号中，经过调制和电容均压策略后产生PWM信号；

步骤五：将产生的PWM信号去控制每个模块中的开关器件，从而在直流侧产生一基波电压，该基波电压会在环流中产生一基波分量去控制电容C_dc的直流成分，也就是正负桥臂电容电压差的平均值；

步骤六：稳态时，正负桥臂电容电压差的平均值为0，从而消除输出电压中的直流成分。

模块化多电平变换器桥臂子不对称等效电路模型，当模块化多电平变换器正负桥臂数量处于不对称状态时，易产生谐波和桥臂环流，主要以直流分量为主。上述等效电路模型采用受控源来分析模块化多电平变换器桥臂子不对称状态下产生的环流以及谐波，使得模块化多电平变换器系统变量之间的关系变得十分清晰，这对分析变量的特性以及对系统的影响非常有帮助。

在模型建立过程中，由于桥臂子模块数量不对称的影响，会在系统中产生环流。在环流的影响下会对系统产生不对称的影响从而影响系统的稳定性。因而在上述模型中提出桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法，即利用PI调节、正弦波发生器、正负桥臂PWM调制来改善正负桥臂电容电压差的平均值，使其正负桥臂电容电压差的平均值为0，从而消除输出电压中的直流成分。

优选的，网络T₁为一个端口特性和理想变压器相同的双端的网络，该网络T₁的变比是一个正弦函数，且能够传递交直流信号，其变比为网络T₂为一个端口特性和理想变压器相同的双端的网络，该网络T₁的变比是一个正弦函数，且能够传递交直流信号，变比为1:2S_u。上述S_u只是一个符号代表，表示网络T₁和T₂的变比，代表一种函数，使得最终网络的变比呈现出的是正弦变化。

优选的，电容C_dc、C_ac的电压分别反映了正负桥臂电容电压之和及之差。

优选的，受控源S_c1和S_c2是代替正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡、消除直流分量的方案，着眼于桥臂子模块数量不对称模型的正负半波不对称的解决，侧重于利用方法消除直流分量，达到负桥臂电容电压差的平均值为0，最后输出稳定的效果。

附图说明

图1为模块化多电平变换器拓扑结构。

图2为有MMC拓扑建立的桥臂子模块数量不对称模型。

图3为本发明实施例的流程示意图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

在图1中，每个子模块有两个开关管串联在一起，和半桥变换器一样，上下开关管互补工作，当上管开通时，下管截止，此时模块电容C被接入电路，根据桥臂电流的方向进行充电或放电，对于桥臂来说，相当于增加了一个电容电压，即一个电平，此时模块状态可以定义为“开通”，或“1”；当上管截止时，下管开通，此时模块电容C被下管旁路，对于桥臂来说，相当于减少了一个电容电压，即减少一个电平，此时模块状态可以定义为“截止”，或“0”；另外，在死区期间或系统停止工作时，模块的上下开关管同时截止，此时模块处于“闭锁”阶段，在“闭锁”状态下，如果桥臂电流方向和图1中的参考方向相同，即从上流向下，则电流通过上管的反并联二极管给电容充电，模块处于“开通”状态，如果电流从下流向上，则电流流过下管反并联二极管，模块处于“截止”状态。可见，在“闭锁”状态下，模块根据电流方向处于不同的工作状态。

不考虑电容电压的波动时，则每个电容电压为一个电平，假设正负桥臂在某时刻导通的电平数分别为P和Q，输出电平数为L_ev，不难得出一相MMC的所有状态，表1所示为当N＝4(即一个桥臂由4个模块和一个电感串联组成)时，一相MMC的所有状态。表中第一列为P+Q表示正负桥臂电平数之和，即接入模块电容的数量，第二列和第三列分别为正负桥臂的电平数，第四列为输出电平数量，第五列为输入电平和正负桥臂电平和的差，表示为结合图1，显然其为两个电感电压之和。

表1电平表

从表1可以看出，MMC总共有9(2N+1)种电平，但电感两端承受的电平是不一样的。表中的灰色区域，电感所承受的电平为0，这意味着在任意时刻，正负桥臂的电平数和输入电压相同，只要输入电压不变，系统就不会产生额外的环流(除由系统运行机制产生的环流之外的环流，这种情况下系统的稳定性最好，这些电平总共有5(N+1)种，这些电平可以被称为“标准基本电平”，如果输出只含有这些电平，则此时系统调制称为“基本电平”输出调制。“标准基本电平”可定义为：在任意时刻正负桥臂接入电容的数量为N时的输出电平。从表中还可以看出，存在和“标准基本电平”相同的状态，这些电平可称之为“非标准基本电平”。当系统处于“非标准基本电平”输出状态时，系统输出为基本电平，但正负桥臂接入的电平数不是N，其差值会加在电感上，从而造成额外的环流，此环流可以表示为

式中：

Diff_Lev为加在电感两端的电平，其值为0，±1……±n；

V_d为电源电压；

t_on为执行时间；

N为一个桥臂内的模块数量；

L为电感值；

显然如果没有目的地工作在“非标准基本电平”状态，则会给系统带来期望之外的环流，从而影响系统的稳定。但这些“非标准基本电平”却为环流控制提供了条件。从中还可以看出，输出电平绝对值越小，“非标准基本电平”的数量越多，环流控制的范围越大，在输出电平绝对值最大时，环流失去了控制的可能。

除了基本电平外，还存在其他N种输出电平，但在这些状态中，正负桥臂接入电平的数量和输入不相等，不等于N，其差被加在电感两端，从而产生额外的环流，且通过式(1)来表达，如果固定在这种状态，则系统将不会稳定。这样的电平总共有N个，处于标准电平间隔的位置，被称为“插入电平”，如果输出电平包含插入电平，即输出2N+1电平，则称系统输出“全电平”。从表1可以看出，插入电平也存在着冗余状态，在这些冗余状态中，加在电感两端的电平数是奇数并以0对称，显然如果使电感电平数始终大于0，则会带来较大的环流，从而影响系统的稳定。如果Diff_Lev＞0，则，i_add增加，如果Diff_Lev＜0，则i_add减小，如果在一个插入电平的持续时间内，则在电平维持的时间内i_add的平均值为0，采用PWM方式控制Diff_Lev＝1和Diff_Lev＝1的作用，如果占空比为50％，则在一个插入电平维持时间内i_add平均值为0，如果PWM频率足够高，可以认为在一定时间内，正负桥臂接入电平的数量为N，从而和标准基本电平保持一致。这便是2N+1>

如果用开关函数来定义模块的状态，则第i个模块的状态可以描述为：

假设电容电压是均衡的，即在任意时刻，同一桥臂中模块电容电压都是相同的，则对应任意子模块堆两端电压(子模块输出电压之和)有

式中，

v_Pu和v_Nu表示u相上下桥臂子模块堆的电压，

v_pc和v_Nc为子模块电容电压，

S_P和S_N为上下桥臂子模块开关函数之和，

显然S_P和S_N的值在0～N之间变化，其代表了上下桥臂开通子模块的数量，如果调制信号为正弦，则S_P和S_N为正弦。因此，上下桥臂可以看成为投入电容个数为连续的系统。考虑上下桥臂的对称性，可以定义：

于是，式(3)和式(4)可以分别修改为

式中：

为u相的开关函数，S_m为S_u的最大幅值

和分别为u相正负桥臂模块电容电压之和

在图1中，以u相为例进行分析。假设模块电容是均压的，依据基尔霍夫定律可得

式中，

i_Pu和i_Nu分别为流过上下桥臂的电流，

r_d为桥臂的等效直流电阻。

如果同时在正负桥臂加一个电压量，则不会影响输出，但却使正负桥臂接入电平的数量不等于N，由式(1)可知，系统会产生额外环流i_add，控制插入正负桥臂的电压量就可以控制式(1)中的t_on和Diff_Lev，从而控制i_add，最终达到控制环流的目的。由于在输出最大电平时，没有冗余状态，此时环流无法控制，因此环流的控制是有限度的。

MMC任意电容功率可表示成：

式中：

v_ci表示电容电压的瞬时值；

为电容电压的平均值；

C为电容的大小值。

以u相为例，正负桥臂所有电容功率之和可分别表示为：

式中：

v_Pui和v_Nui分别为正负桥臂第i个模块的电容瞬时电压(i＝1,2……N)；

和分别为上下桥臂所有子模块电容瞬时电压之和，当正负桥臂电容相差不大时，其平均值约为V_d。

和分别为正负桥臂模块电容值之和。

根据功率平衡关系，桥臂每个子模块电容所消耗的功率之和必然和子模块的电压和流过的电流的乘积相等，即：

式中：i_Pu和i_Nu分别表示正负桥臂子模块流过的电流。

正负桥臂模块电容平均值分别为C_P和C_N，正负桥臂模块电容电压平均值分别为和

假设C_P＝C，C_N＝k_cC，(其中k_c为一任意系数)

整理方程(13)～(14)，并考虑前列方程的关系，则可得到如下表达式：

式中：

i_Zu为逆变器T₂的电流；

i_u为逆变器T₁的电流。

令C^Σ＝C/N(其物理含义为桥臂所有模块均开通时，桥臂的等效电容大小，如果将桥臂等效为一可变的电容，那么C^∑是这一电容的最小值)，C_dc＝2C^Σ，>ac＝8C^Σ，根据定义，并令R_dc＝2r_d，L_dc＝2L，>ac＝r_d/2，L_ac＝L/2，联立前列方程则可以得出下列表达式：

根据式(17)～(21)，可以画出模块化多电平变换器正负桥臂子不对称条件下的等效模型，如图2所示。图中T₁、T₂为逆变器等效模型，C_dc和C_ac中的电压分别反映了正负桥臂电容电压之和及差，S_c1和S_c2为正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项，为两受控源，由式(18)和式(17)决定。

等效电路模型中，T₁为一个端口特性和理想变压器相同的双端的网络，但该网络的变比是一个正弦函数，并且能够传递交直流信号，其本质上是逆变器的理想模型，变比为T₂也为一个端口特性和理想变压器相同的双端的网络，但该网络的变比是一个正弦函数，并且能够传递交直流信号，其本质上是逆变器的理想模型，变比为1:2S_u；C_dc和C_ac为两个电容，它们俩上的电压分别反映了正负桥臂电容电压之和及之差；R_ac和R_dc为两个电阻；L_ac和L_dc表示两个电感；>d/2的直流电压源；S_c1和S_c2为正负桥臂模块电容不对称产生的干扰项，为俩受控源。

如果只考虑了环流的直流分量和二次谐波分量，i_p可以写成：

式中A₁、A₂和A₃分别为i_p的基波、二次谐波和三次谐波分量，它们取决于负载电流和环流。在固定的工作模式下，k_c决定了i_p各次谐波的幅值，这些电流谐波是电路不对称引起的扰动电流，它们注入到电路中会给环流及电容带来各次谐波。下面讨论i_p的基波成分对系统的影响。

显然，该基波电流会在电容C_dc上产生一基波电压，并在直流侧产生一基波环流，通过T₂的作用，该基波环流会在i_T21中产生一直流电流，并注入电容C_ac，使电容C_ac获得一逐渐上升的直流电压，通过T₂的作用，会在v_T21中产生一个基波电压来减小直流环流。最终的作用结果，使得电容C_ac中获得一直流成分，由于C_ac反映了正负桥臂电容电压只差，所以，正负桥臂电容电压平均值将不相等，可以看出，这会使输出电压和电流中含有直流分量，该直流成分会对外接的变压器等设备带来影响，如果三相桥臂均不对称，则三相电容C_ac中的直流和谐波成分会不一样，会在三相桥臂之间产生能量交换，从而影响系统的稳定性。

为了解决上述正负半波不对称的技术问题，本发明提供一种桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡方法。

本发明提出一种消除MMC不平衡模型中直流分量的方法，设置有低通滤波器、PI调节模块、正弦波发生器、PWM信号调制模块、开关器件。所述的开关器件即可承受大电压和大电流的IGBT。

参见图3，本发明提供一种消除直流成分的方法，使桥臂不对称时上下桥臂电容能量的平衡。先输入正负桥臂模块电容的电压和，之后将其相减，经LPF 过滤交流成分后，经PI调节所得增益输入到正弦波发生器中，控制输出的正弦波幅值，利用正弦波加在正负桥臂调制信号中，经过调制和电容均压策略后产生 PWM信号去控制每个模块中的开关器件。从而在直流侧产生一基波电压，该基波电压会在环流中产生一基波分量去控制电容C_ac的直流成分，也就是正负桥臂电容电压差的平均值。其具体步骤如下。

其步骤如下：

步骤一：测量出正负桥臂模块电容的电压和，利用运算电路再把它们相减，其差值经过LPF(低通滤波器)滤掉其中的交流成分，得到直流分量。

步骤二：将直流成分经过PI调节得出一增益。

步骤三：将上述增益输入到正弦发生器当中，用于控制一正弦波发生器的幅值，输出的正弦波的频率和输出频率相同，初始相位为直流侧基波阻抗角。

步骤四：将经过幅度控制的正弦波信号同时加在正负桥臂调制信号中，经过调制和电容均压策略后产生PWM信号。

步骤五：将产生的PWM信号去控制每个模块中的开关器件，从而在直流侧产生一基波电压，该基波电压会在环流中产生一基波分量去控制电容C_ac的直流成分，也就是正负桥臂电容电压差的平均值。

步骤六：稳态时，正负桥臂电容电压差的平均值为0，从而消除输出电压中的直流成分。

本发明针对MMC桥臂子模块数量不对称模型下正负半波不对称、上下桥臂电容能量不平衡的情况，利用运算电路、正弦波发生器、PI调节模块和PWM调制技术，对导致正负半波不平衡的直流分量进行补偿和消除，达到输出平衡且稳定的目的。本发明主要特征就是针对正负半波不对称，对直流分量进行消除。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。