一种串联型功率解耦无电解电容PFC电路及解耦控制方法

摘要

本发明公开了一种串联型功率解耦无电解电容PFC电路及解耦控制方法，包括市电整流电路、PFC电路、单相全桥逆变电路、滤波电容、模拟控制电路。本发明的有益效果是：(1)该PFC无需电解电容，系统可靠性高，使用寿命长；(2)解耦电路直流侧电容电压低，对耐压要求不高，有利于器件选择；(3)控制电路的给定值没有提取负载侧的响应，对负载变化不敏感，提高电路运行的稳定性和可靠性；(4)该PFC流入解耦电路的电流连续，减少解耦电路流出的高频纹波能量；(5)电路结构简单，传输效率高。(6)该解耦电路的控制方法采用PWM调制，开关信号生成电路结构简单。

说明书

技术领域

本发明涉及功率因数校正技术领域，尤其是一种其他功率解耦无电解电容PFC的一种新型替代方案。

背景技术

AC/DC或DC/AC功率变换装置中，由于瞬时输入输出功率不平衡，往往需要在直流侧并联大容量的电解电容进行滤波。随着节能照明、新能源发电等技术的发展，而电解电容体积大、寿命短、安全性能差的缺点影响了整体装置的可靠性，故越来越多的场合需要避免使用电解电容。无电解电容PFC主要有下述几种电路拓扑：

1.利用串联LC网络代替电解电容。该方法通过谐振滤除特定的纹波电流，吸收电路中多余的脉动功率。但是由于PFC电路中纹波电流频率一般较低，往往需要采用很大的电感值。

2.增大电压纹波法与谐波注入法。已知频率一定时，储能电容大小与平均功率成正比，与电容上的电压波动成反比。所以电路输入输出条件一定的情况下，适当增加电容电压波动可减小电容值。向交流侧注入合适的谐波电流，所需的储能电容容值也会减小。但是，谐波电流的注入不可避免地会降低电力电子装置的功率因数。

3.级联型Boost-Flyback电路拓扑。由于辅助电容需处理所有的输入能量，并通过两次变换传递到输出侧，除了无功能量外有功能量也经过级联电路，系统损耗较大。

4.在传统BoostPFC输出侧并联Buck/Boost双向变换器。并联Boost变换器主要弊端在于当解耦电路的占空比取值较大时，器件要承受很高的耐压值，且采样信号要从负载侧提取，故受负载变化的影响；并联Buck变换器虽然解决了器件的耐压问题，但其控制电路的采样信号仍需从负载侧提取，对负载变化敏感。

发明内容

本发明目的在于提供一种电路原理较为简单、可以实现无电解电容、吸收无功功率的串联型功率解耦无电解电容PFC电路及解耦控制方法。

为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述电路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电感L1、电感L2、电容C3、滤波电容C2、储能电容C1、负载、整流桥、交流电源AC组成；

开关管S1的漏极分别与开关管S2的漏极、储能电容C1正极相连，开关管S1的源极分别与开关管S3的漏极、电感L1一端相连；开关管S2的源极分别与开关管S4的漏极、滤波电容C2一端、电容C3一端、负载一端相连；储能电容C1负极分别与开关管S3、开关管S4的源极相接；开关管S1处并联二极管D1、开关管S2处并联二极管D2、开关管S3处并联二极管D3、开关管S4处并联二极管D4；

电感L1另一端与二极管D6阳极相连，二极管D6阴极分别与电感L2一端、二极管D5阳极、开关管S5的漏极相连，电感L2的另一端经整流桥与交流电源AC正极相连；交流电源AC负极经整流桥分别与开关管S5的源极、二极管D5阴极、电容C3另一端、负载另一端相连。

一种串联型功率解耦无电解电容PFC电路中解耦电路控制方法，外加一个与网侧电压同频同相的电压信号，将该信号取绝对值运算后进行傅里叶分解，除去直流分量后的交流量作为电压给定信号，取电容C2两端电压信号作为反馈量，两者做差后经电压调节器校正，校正后的电压信号记作Vo1；将解耦电路直流侧电压作为反馈量之一,将其与给定的直流参考量做差后经电压调节器校正，将该校正信号与Vo1做和，该信号作为调制波输入，与载波进行比较产生PWM波，进而驱动开关管S1与开关管S4，开关管S3驱动信号与开关管S1驱动信号互补，开关管S2与开关管S4驱动信号互补。

工作过程大致如下：

所述电路包括PFC电路、单相全桥逆变电路(以下将单相全桥逆变电路部分统称为解耦电路)、滤波电容、模拟控制电路，其中市电信号经过市电整流电路整流后输入PFC电路，PFC电路后串联解耦电路的交流侧高端端口，解耦电路的低端端口接PFC负载，负载输出电压采样信号给第一模拟控制电路，第一模拟控制电路控制PFC电路；第二电容两侧电压采样信号给第二模拟控制电路，第二模拟控制电路控制解耦电路。

上述的技术方案还可以进一步优化为：所述第一模拟控制电路包括电压调节器、绝对值模块、乘法器、电流调节器、PWM调制模块、驱动模块。负载输出的电压采样信号与给定信号通过电压调节器输出到乘法器，输入电压信号采样经绝对值模块输出到乘法器，乘法器输出到电流调节器的正极，整流桥输出电流采样输入到电流调节器的负极，电流调节器的输出输入到PWM模块，PWM模块输出PWM调制信号到驱动模块，驱动模块控制PFC电路。所述第二模拟控制电路包括电压调节器、PWM模块、驱动模块。第二电容两侧电压采样信号与给定信号输入到电压调节器，电压调节器输出到PWM模块，PWM模块输出PWM调制信号到驱动模块，驱动解耦电路。

上述的技术方案还可以进一步优化为：第一模拟控制电路中PFC电压给定信号为直流量。

上述的技术方案还可以进一步优化为：第二模拟控制电路中电压给定信号为正弦波取绝对值，再经傅里叶分解后出去直流分量剩下的交流部分，该正弦波与输入信号同频同相。

PFC电路调节功率因数，使电流始终跟踪电压，使得功率因数趋近于1。该电路工作在CCM模式下。

第一电容平衡PFC输入和输出功率，吸收多余的无功功率，其作用与储能电容的作用相似。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1、该PFC无需电解电容，系统可靠性高，使用寿命长；

2、逆变器直流侧电容电压低，对耐压要求不高；

3、解耦电路控制电路部分没有引入PFC电路负载电压，故对负载电压波动不敏感；

4、该PFC流入逆变器的电流连续，减少逆变器流出的高频纹波能量；

5、该逆变器的控制方法采用PWM调制，开关信号生成电路结构简单。

附图说明

图1是本发明串联型功率解耦无电解电容PFC电路原理图；

图2是PFC第六二极管与地电压、逆变电路交流侧电压及PFC输出电压波形图；

图3是串联型功率解耦无电解电容PFC主电路图；

图4是串联型功率解耦无电解电容PFC解耦电路4种工作模态；

图5是串联型功率解耦无电解电容PFC控制电路电路图；

图6是串联型功率解耦无电解电容PFC解耦电路闭环控制方式图；

图7是串联型功率解耦无电解电容PFC解耦电路闭环控制方式仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

如图1所示，本串联型功率解耦无电解电容PFC电路包括PFC电路、解耦电路、滤波电容、模拟控制电路。PFC电路后串联解耦电路的交流侧高端端口，解耦电路的低端端口接PFC负载，负载输出电压采样信号给第一模拟控制电路，第一模拟控制电路控制PFC电路；第二电容两侧电压采样信号给第二模拟控制电路，第二模拟控制电路控制解耦电路。

如图2所示，已知整流桥输出电压为与电网电压同幅同相的二倍工频“馒头波”(正弦波经绝对值运算后的波形)，经过Boost电路升压正峰值有所升高，假设为图中Vbo。本电路根据串联分压的原理，经过升压的“馒头波”Vbo应该是逆变电路交流侧两端电压VC2与负载电阻电压Vld之和，将Vbo进行傅里叶分解，直流分量对应负载电阻两端电压，二倍，三倍及以上工频的交流分量合成逆变电路交流侧两端的电压。因此将逆变电路交流侧电压作为被控对象，详细控制过程将在下文给出。

如图3所示，串联型功率解耦无电解电容PFC主电路由PFC电路和解耦电路组成。

具体的，所述电路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、电感L1、电感L2、电容C3、滤波电容C2、储能电容C1、负载、整流桥、交流电源AC组成；

开关管S1的漏极分别与开关管S2的漏极、储能电容C1正极相连，开关管S1的源极分别与开关管S3的漏极、电感L1一端相连；开关管S2的源极分别与开关管S4的漏极、滤波电容C2一端、电容C3一端、负载一端相连；储能电容C1负极分别与开关管S3、开关管S4的源极相接；开关管S1处并联二极管D1、开关管S2处并联二极管D2、开关管S3处并联二极管D3、开关管S4处并联二极管D4；

电感L1另一端与二极管D6阳极相连，二极管D6阴极分别与电感L2一端、二极管D5阳极、开关管S5的漏极相连，电感L2的另一端经整流桥与交流电源AC正极相连；交流电源AC负极经整流桥分别与开关管S5的源极、二极管D5阴极、电容C3另一端、负载另一端相连。

市电不控整流电路由四个整流二极管D₇、D₈、D₉、D₁₀组成。

图4中，图4(a)(b)(c)(d)所示为解耦电路的4种工作模态。当第一开关管S1与第四开关管S4开通时如图4(a)所示，此时第一电感L1处于放电状态，第一电容C1处于放电状态；当第一开关管S1与第四开关管S4关断，第二开关管S2与第三开关管S3开通时电感电流不能马上突变，因此第二二极管D2与第三二极管D3导通续流，第一电感C1处于充电状态如图4(b)所示；当电感中的能量释放完毕后第二开关管S2与第三开关管S3开通，如图4(c)所示，第一电感L1开始充电，第一电容C1开始放电；当第二开关管S2与第三开关管S3关断，第一开关管S1与第四开关管S4开通时，电感电流不能马上突变，因此第一二极管D1与第四二极管D4导通续流，第一电容C1处于充电状态如图4(d)所示。每个周期解耦电路以上述工作状态循环工作。

串联型功率解耦无电解电容PFC电路解耦电路开环控制方式如图5所示，PFC部分采用传统的双环控制方法，如图中第一模拟控制电路所示，即从负载端将电压采样信号与给定信号作比较，误差放大后经过电压调节器输出校正后的电压信号，该信号与网侧电压的绝对值信号相乘作为电流内环的给定信号，将第一电感L1的电流信号作为反馈信号与给定信号相比较，误差放大后经电流调节器校正，最后将校正后的信号与三角波比较生成PWM波，进而驱动PFC开关管实现网侧电流跟踪电压。

解耦电路部分同样采用PWM调制方式，首先从整流桥输出侧采出电压信号，该电压信号为2倍工频，与网侧电压同幅同相的正弦绝对值信号，将该信号乘以一个固定的系数(该系数为正弦波绝对值经过傅里叶分解后提取的交流分量幅值除以直流侧电压值所得，如图中*1.57/311)，而后减去正弦波绝对值经过傅里叶分解后剩余的直流分量，最后与三角波比较产生PWM波，进而驱动第一开关管S1与第四开关管S4，第三开关管S3驱动信号与第一开关管S1驱动信号互补，第二开关管S2与第四开关管S4驱动信号互补。

串联型功率解耦无电解电容PFC解耦电路闭环控制方式如图6所示。解耦电路交流侧的给定值为上述开环电路的调制波，取第二电容C2两端电压信号作为反馈量，两者做差后经电压调节器校正，输出校正后的调制信号V_o1；取解耦电路直流侧电压作为另一反馈量与给定值相比较，做差后的误差信号输入电压调节器，该调制波信号与V_o1相加作为总调制波型号，与三角波信号比较，最后输出PWM波，进而驱动第一开关管S1与第四开关管S4，第三开关管S3驱动信号与第一开关管S1驱动信号互补，第二开关管S2与第四开关管S4驱动信号互补。

串联型功率解耦无电解电容PFC解耦电路闭环控制方式仿真结果如图7所示。PFC输入侧电流、电压波形如图7a)所示，其中幅值为2V的为PFC输入电压除以311V再乘以2的波形，进行以上计算的目的是为了将电压幅值缩小至与电流幅值相当的数值以便于比较；此外幅值为1.3A的波形为PFC输入侧电流波形。图中PF值与THD值满足国家标准。

图7b)与图7c)分别为PFC负载侧的电压波形实际值与解耦电路交流侧电压波形实际值。图7b)中负载电压稳定在400V，电压波动量为±5V纹波系数为1％，图7c)中波形幅值的平均值为170V，最小值为-400V，周期为100Hz。

该控制方式根据串联分压原理及基尔霍夫电压定律实现对PFC输出电压的分解进而实现功率解耦，成功地实现了电路的无电解电容化。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。