一种谐振功率变换器及其频率跟踪方法

摘要

本发明实施例提供一种谐振功率变换器及其频率跟踪方法，涉及通信领域，能够通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，进而控制驱动信号的频率，达到驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。该谐振功率变换器，包括逆变支路、与逆变支路相连的谐振支路、与谐振支路相连的变压器，以及与变压器相连的整流滤波支路，其中，变压器的原端与谐振支路相连，变压器的副端与整流滤波支路相连；与变压器的副端和整流滤波支路均相连的检测支路；与检测支路相连的判断支路；与判断支路和逆变支路均相连的控制支路。

说明书

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种谐振功率变换器及其频率跟踪方法。

背景技术

谐振功率变换器是一种基于软开关技术的电力电子变换装置，随着高频开关器件的诞生，谐振功率变换器正朝着高频化、集成化和模块化的方向发展。其中，软开关是使用软开关技术的开关过程，理想的软开关过程是电流或电压先降到零，电流或电压再逐渐上升到额定值，所以开关损耗近似为零，如此能够实现功率变换器的高频化。常用的软开关包括：ZVS(Zero Voltage Switching，零电压开关)、ZCS(Zero Current Switching，零电流开关)、ZCT(Zero Current Transition，零电流转换)、ZCT(ZeroVoltage Transition，零电压转换)等。

LLC(即由两个电感L和一个电容C串联组成的)谐振电路是目前常用的一种高效的DC(Direct Current，直流)/DC变换器结构。为了提高LLC谐振功率变换器的效率，通常需要控制LLC谐振功率变换器工作在软开关的状态，以此减小开关损耗，进而提高LLC谐振功率变换器的功率密度。LLC谐振功率变换器的直流特性曲线如图1所示，其中，图1中的Q为LLC谐振功率变换器的品质因数。LLC谐振功率变换器可能工作在谐振频率点、ZVS区或者ZCS区。LLC谐振功率变换器工作在谐振频率点时的效率是最高的，但是在实际工作时，LLC谐振功率变换器由于负载、电压等参数的变化可能会工作在不同的区域。为了保证LLC谐振功率变换器的安全，应该保证LLC谐振功率变换器在所有负载范围内工作在谐振频率点或者图1中的第一区域，一般不工作在第二区域，更不能工作在第三区域。因为如果LLC谐振功率变换器工作在第二区域，在负载变大时，LLC谐振功率变换器可能会从第二区域进入第三区域，电压增益的单调性改变(即原来是在一定的负载下随着频率增加电压增益下降，变为在一定的负载下随着频率增加电压增益增加)，存在炸机的隐患。因此，LLC谐振功率变换器需要通过判断LLC谐振功率变换器的谐振状态来判断LLC谐振功率变换器是工作在谐振频率点、第一区域、第二区域还是第三区域，从而根据谐振状态调整谐振功率变换器中开关管的开关频率。

现有的谐振功率变换器多是通过检测流入谐振网络的原边电流和施加在谐振网络上的方波电压的相位差来判断谐振功率变换器的谐振状态的。然而，基于副边电流采样的谐振功率变换器由于无法获得谐振网络的原边电流，不能通过现有的方式判断谐振功率变换器的谐振状态。

发明内容

本发明实施例提供一种谐振功率变换器及其频率跟踪方法，能够通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，进而控制驱动信号的频率，达到驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：

第一方面，本发明实施例提供一种谐振功率变换器，包括逆变支路、与逆变支路相连的谐振支路、与谐振支路相连的变压器，以及与变压器相连的整流滤波支路，其中，变压器的原端与谐振支路相连，变压器的副端与整流滤波支路相连；此外，谐振功率变换器还包括：与变压器的副端和整流滤波支路均相连的检测支路，与检测支路相连的判断支路，以及与判断支路和逆变支路均相连的控制支路；

检测支路，用于获取变压器的副边电流，根据副边电流生成副边电流对应的脉冲信号，并发送副边电流对应的脉冲信号至判断支路；

控制支路，用于生成驱动信号，并发送驱动信号至逆变支路和判断支路，驱动信号用于驱动逆变支路；

判断支路，用于接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号和控制支路发送的驱动信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成并发送第一信息至控制支路，第一信息用于指示谐振功率变换器的谐振状态；

控制支路，还用于接收判断支路发送的第一信息，并根据第一信息，控制驱动信号的频率。

本发明实施例提供的谐振功率变换器中，由于判断支路可以接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成用于指示谐振功率变换器的谐振状态的第一信息，使得控制支路根据第一信息，控制驱动信号的频率，达到了通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，并控制驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

可选的，谐振功率变换器还包括：

与检测支路、变压器的副边和整流滤波支路均相连的采样电路，用于对副边电流进行采样。

可选的，采样电路具体用于通过霍尔效应对副边电流进行采样，或者通过采样整流滤波支路中二极管两端的电压对副边电流进行采样。

可选的，采样电路具体包括：比较器，第一电阻、第二电阻、第三电阻和电容；

其中，比较器的输出端与第三电阻的一端相连，电容的一端与第三电阻的另一端相连，第三电阻的另一端与检测支路相连，比较器的正输入端与第一电阻的一端相连，比较器的负输入端与第二电阻的一端相连，第一电阻的另一端与变压器和整流滤波支路均相连，第二电阻的另一端和电容的另一端接地。

可选的，采样电路具体包括：比较器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻，第五电阻和第六电阻；

其中，比较器的输出端与检测支路相连，比较器的负输入端与第一电阻的一端相连，第一电阻的另一端与第二电阻的一端相连，第二电阻的另一端与变压器和整流滤波支路均相连，第三电阻的一端与比较器的输出端相连，第三电阻的另一端与比较器的负输入端相连，比较器的正输入端与第四电阻的一端相连，第四电阻的另一端与第五电阻的一端相连，第五电阻的另一端与整流滤波支路相连，比较器的正输入端与第六电阻的一端相连，第六电阻的另一端接地。

可选的，逆变支路为半桥逆变电路结构、全桥逆变电路结构、三电平逆变电路结构中的任意一种电路结构；

谐振支路为由励磁电感、谐振电感和谐振电容串联构成的LLC谐振电路结构；

整流滤波支路为半波整流滤波电路结构或者全波整流滤波电路结构。

第二方面，本发明实施例提供一种谐振功率变换器的频率跟踪方法，应用于如第一方面任意一项的谐振功率变换器，该谐振功率变换器的频率跟踪方法包括：

首先，谐振功率变换器获取副边电流对应的脉冲信号和驱动信号；其次，谐振功率变换器根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成用于指示谐振功率变换器的谐振状态的第一信息；最后，谐振功率变换器根据第一信息，控制驱动信号的频率。

本发明实施例提供的谐振功率变换器的频率跟踪方法中，由于谐振功率变换器可以根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成用于指示谐振功率变换器的谐振状态的第一信息，从而根据第一信息，控制驱动信号的频率，达到了通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，并控制驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

可选的，谐振功率变换器获取副边电流对应的脉冲信号的方法包括：

谐振功率变换器先获取副边电流，再根据副边电流，生成副边电流对应的脉冲信号。

可选的，谐振功率变换器根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成第一信息的方法包括：

谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿和驱动信号的下降沿同步；并生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在谐振频率点工作。

谐振功率变换器根据第一信息，控制驱动信号的频率的方法包括：

谐振功率变换器根据第一信息，维持驱动信号的频率不变。

本发明实施例提供的谐振功率变换器的频率跟踪方法中，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿和驱动信号的下降沿同步，则说明谐振功率变换器在谐振频率点工作，此时不需要调整驱动信号的频率，只需维持驱动信号的频率不变即可。

可选的，谐振功率变换器根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成第一信息的方法包括：

谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿滞后于驱动信号的下降沿；并生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在第一区域工作。

谐振功率变换器根据第一信息，控制驱动信号的频率的方法包括：

谐振功率变换器根据第一信息，降低驱动信号的频率。

本发明实施例提供的谐振功率变换器的频率跟踪方法中，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿滞后于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第一区域工作，此时需要降低驱动信号的频率，以使得谐振功率变换器在谐振频率点工作。

可选的，谐振功率变换器根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成第一信息的方法包括：

谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿；并生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在第二区域工作。

谐振功率变换器根据第一信息，控制驱动信号的频率的方法包括：

谐振功率变换器根据第一信息，提高驱动信号的频率。

本发明实施例提供的谐振功率变换器的频率跟踪方法中，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第二区域工作，此时需要提高驱动信号的频率，以使得谐振功率变换器在谐振频率点工作。

可选的，谐振功率变换器根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成第一信息的方法包括：

谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿超前于驱动信号的上升沿，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿；并生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在第三区域工作。

谐振功率变换器根据第一信息，控制驱动信号的频率的方法包括：

谐振功率变换器首先根据第一信息，停止生成驱动信号；在提高驱动信号的频率后，再继续生成驱动信号。

本发明实施例提供的谐振功率变换器的频率跟踪方法中，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿超前于驱动信号的上升沿，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第三区域工作，此时为了避免炸机，需要先停止生成驱动信号，在谐振功率变换器的控制支路提高驱动信号的频率后，谐振功率变换器的控制支路再继续生成驱动信号并发送驱动信号至谐振功率变换器的逆变支路，随后判断谐振功率变换器是否仍在第三区域工作，若谐振功率变换器仍在第三区域工作，则继续停止生成驱动信号，提高驱动信号的频率，最终达到让谐振功率变换器在谐振频率点工作的目的。

本发明实施例提供一种谐振功率变换器及其频率跟踪方法，谐振功率变换器，包括逆变支路、与逆变支路相连的谐振支路、与谐振支路相连的变压器，以及与变压器相连的整流滤波支路，其中，变压器的原端与谐振支路相连，变压器的副端与整流滤波支路相连；与变压器的副端和整流滤波支路均相连的检测支路，与检测支路相连的判断支路，以及与判断支路和逆变支路均相连的控制支路；其中，检测支路，用于获取变压器的副边电流，根据副边电流生成副边电流对应的脉冲信号，并发送副边电流对应的脉冲信号至判断支路；控制支路，用于生成驱动信号，并发送驱动信号至逆变支路和判断支路，驱动信号用于驱动逆变支路；判断支路，用于接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号和控制支路发送的驱动信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成并发送第一信息至控制支路，第一信息用于指示谐振功率变换器的谐振状态；控制支路，还用于接收判断支路发送的第一信息，并根据第一信息，控制驱动信号的频率。基于上述的描述，由于判断支路可以接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成用于指示谐振功率变换器的谐振状态的第一信息，使得控制支路根据第一信息，控制驱动信号的频率，达到了通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，并控制驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例。

图1为现有的LLC谐振功率变换器的直流特性曲线；

图2为现有的LLC谐振功率变换器工作于感性模式和容性模式时的波形图；

图3为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图一；

图4为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图二；

图5为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图三；

图6为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图四；

图7为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图五；

图8为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图六；

图9为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图七；

图10为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图八；

图11为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图九；

图12为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的结构示意图十；

图13为本发明实施例提供的一种DC/DC变换器的结构示意图一；

图14为本发明实施例提供的一种DC/DC变换器的结构示意图二；

图15为本发明实施例提供的一种DC/DC变换器的结构示意图三；

图16为本发明实施例提供的一种DC/DC变换器的结构示意图四；

图17为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的频率跟踪方法的流程示意图一；

图18为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的频率跟踪方法的流程示意图二；

图19为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的频率跟踪方法的流程示意图三；

图20为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器在谐振频率点工作的波形图；

图21为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的频率跟踪方法的流程示意图四；

图22为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器在第一区域工作的波形图；

图23为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的频率跟踪方法的流程示意图五；

图24为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器在第二区域工作的波形图；

图25为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器的频率跟踪方法的流程示意图六；

图26为本发明实施例提供的一种谐振功率变换器在第三区域工作的波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

本发明实施例所描述技术主要用于LLC谐振功率变换器中，并且本发明实施例提供的LLC谐振功率变换器是一种开环结构的控制电路，其中，开环结构是指不将控制的结果反馈回来影响当前控制的结构。

为了判断LLC谐振功率变换器是工作在图1中的谐振频率点、第一区域、第二区域还是第三区域，现有技术中采用通过检测流入谐振网络的原边电流Ip和施加在谐振电路上的方波电压Vd的相位差来进行感性/容性模式的判断。其中，容性模式时原边电流Ip超前于方波电压Vd，感性模式时原边电流Ip滞后于方波电压Vd。图2中的(a)和图2中的(b)分别为LLC谐振功率变换器工作于感性模式和容性模式时的波形图。如图2(a)所示，原边电流Ip滞后于方波电压Vd，LLC谐振功率变换器工作于感性模式；如图2(b)所示，原边电流Ip超前于方波电压Vd，LLC谐振功率变换器工作于容性模式。LLC谐振功率变换器根据自身工作的模式，对谐振功率变换器中开关管的开关频率进行调整，即当LLC谐振功率变换器工作于感性模式时，需要降低谐振功率变换器中开关管的开关频率；当LLC谐振功率变换器工作于容性模式时，需要提高谐振功率变换器中开关管的开关频率。然而基于副边电流采样的LLC谐振功率变换器由于无法获得原边电流Ip，因此不能通过现有的方式判断LLC谐振功率变换器的谐振状态。本发明实施例提供的谐振功率变换器能够通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，控制驱动信号的频率，达到驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

需要说明的是，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

本发明实施例提供一种谐振功率变换器，如图3所示，包括逆变支路101、与逆变支路101相连的谐振支路102、与谐振支路102相连的变压器103、以及与变压器103相连的整流滤波支路104，其中，变压器103的原端与谐振支路102相连，变压器103的副端与整流滤波支路104相连，由逆变支路101、谐振支路102、变压器103、以及整流滤波支路104组成的电路可以称为主功率电路10(图3中虚线框所指示的部分)；该谐振功率变换器还包括：与变压器103的副端和整流滤波支路104均相连的检测支路11，与检测支路11相连的判断支路12，以及与判断支路12和逆变支路101均相连的控制支路13。

其中，检测支路11，用于获取变压器103的副边电流，根据副边电流生成副边电流对应的脉冲信号，并发送副边电流对应的脉冲信号至判断支路12。

控制支路13，用于生成驱动信号，并发送驱动信号至逆变支路101和判断支路12，驱动信号用于驱动逆变支路101。

判断支路12，用于接收检测支路11发送的副边电流对应的脉冲信号和控制支路13发送的驱动信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成并发送第一信息至控制支路13，其中，第一信息用于指示谐振功率变换器的谐振状态。

控制支路13，还用于接收判断支路12发送的第一信息，并根据第一信息，控制驱动信号的频率。

需要说明的是，判断支路12在根据驱动信号与副边电流对应的脉冲信号生成第一信息的过程中，驱动信号与副边电流对应的脉冲信号可以不是同一个开关周期内的信号。例如，判断支路12获取的控制支路13发送的驱动信号可以是上一个开关周期的驱动信号，也可以是前几个开关周期的驱动信号，本发明不做限制。

还需要说明的是，本发明实施例中提到的驱动信号是用于驱动逆变支路101中开关管的信号，因此，逆变支路101中开关管的开关频率等于驱动信号的频率。

其中，如图4所示，谐振功率变换器还包括：

与检测支路11、变压器103的副边和整流滤波支路104均相连的采样电路14，用于对副边电流进行采样。

需要说明的是，采样电路14对副边电流进行采样的方法通常包括两种：一种是利用霍尔效应采样副边电流，其中，霍尔效应是指当电流垂直于外磁场通过导体时，载流子发生偏转，垂直于电流和磁场的方向会产生一附加电场，从而在导体的两端产生电势差的现象；另一种方式是通过采样整流滤波支路104中二极管两端的电压来采样副边电流，因为二极管的单向导电性决定当二极管中有电流流过的时候正向导通压降只有零点几伏，如一般的硅二极管为0.7V左右，当二极管关断的时候二极管承受反向电压，当通过采样整流滤波支路104中二极管两端的电压来采样副边电流时，只需判断二极管电压的正负，即二极管电压为正时输出高电平，二极管电压为负时输出低电平。

具体的，逆变支路101为半桥逆变电路结构、全桥逆变电路结构以及三电平逆变电路结构中的任意一种电路结构。

谐振支路102为LLC谐振电路结构，其中，LLC谐振电路结构由励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联组成。

整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构或者全波整流滤波电路结构。

示例性的，如图5所示，以逆变支路101为半桥电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构为例，对本发明实施例提供谐振功率变换器进行详细说明：

通常的，本发明实施例提供谐振功率变换器包括用于向逆变支路101供电的直流电源。其中，逆变支路101(如图5中虚线框所指示的部分)具体包括第一开关管Q1和第二开关管Q2，第一开关管Q1的栅极与控制支路13相连，第一开关管Q1的漏极与电源正极相连，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极相连，第二开关管Q2的栅极与控制支路13相连，第二开关管Q2的源极与电源负极相连；谐振支路102(如图5中虚线框所指示的部分)具体包括串联连接的励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，其中，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的漏极相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端相连，励磁电感Lm的另一端与电源负极相连，励磁电感Lm的一端与变压器103的原端的一端相连，励磁电感Lm的另一端与变压器103的原端的另一端相连；整流滤波支路104(如图5中虚线框所指示的部分)具体包括第一二极管D1、第二二极管D2和滤波电容Cf，其中，第一二极管D1的输入端与变压器103的副端的一端相连，第一二极管D1的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第二二极管D2的输入端与变压器103的副端的另一端相连，第二二极管D2的输出端与滤波电容Cf的另一端相连。

还需要说明的是，滤波电容Cf的一端通常和输出端的一端相连，滤波电容Cf的另一端和输出端的另一端相连，输出端通常为电阻。变压器103原端和副端的电流方向一致。

控制支路13分别发送驱动信号至第一开关管Q1的栅极和第二开关管Q2的栅极，其中，发送至第一开关管Q1的驱动信号和发送至第二开关管Q2的驱动信号的相位相反，频率相同，因此，当第一开关管Q1导通时对应第一二极管D1导通，此时，判断支路12比较第一开关管Q1的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第一开关管Q1的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系；当第二开关管Q2导通时对应第二二极管D2导通，此时，判断支路12比较第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系。

相应的，若判断支路12判断出副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿和驱动信号的下降沿同步，则说明谐振功率变换器在谐振频率点工作，控制支路13维持驱动信号的频率不变。

若判断支路12判断出副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿滞后于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第一区域工作，控制支路13需要降低驱动信号的频率。

若判断支路12判断出副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第二区域工作，控制支路13需要提高驱动信号的频率。

若判断支路12判断出副边电流对应的脉冲信号的上升沿超前于驱动信号的上升沿，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第三区域工作，此时为了避免炸机，需要先停止生成驱动信号，在谐振功率变换器的控制支路提高驱动信号的频率后，谐振功率变换器的控制支路再继续生成驱动信号并发送驱动信号至谐振功率变换器的逆变支路，随后判断谐振功率变换器是否仍在第三区域工作，若谐振功率变换器仍在第三区域工作，则继续停止生成驱动信号，提高驱动信号的频率，最终达到让谐振功率变换器在谐振频率点工作的目的。

可选的，如图6所示，以逆变支路101为半桥逆变电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构为例，采样电路14具体可以包括：比较器，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和电容C；

其中，比较器的输出端与第三电阻R3的一端相连，电容C的一端与第三电阻R3的另一端相连，第三电阻R3的另一端与检测支路11相连，比较器的正输入端与第一电阻R1的一端相连，比较器的负输入端与第二电阻R2的一端相连，第一电阻R1的另一端与变压器103的副端和整流滤波支路104均相连，第二电阻R2的另一端和电容C的另一端接地。

需要说明的是，采样电路14中包括的第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3都可以是多个电阻串并联等效出的电阻；电容C也可以是多个电容串并联等效出的电容，本发明不做限制。

可选的，如图7所示，以逆变支路101为半桥逆变电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构为例，采样电路14具体包括：比较器、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4，第五电阻R5和第六电阻R6；

其中，比较器的输出端与检测支路11相连，比较器的负输入端与第一电阻R1的一端相连，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端相连，第二电阻R2的另一端与变压器103的副端和整流滤波支路104均相连，第三电阻R3的一端与比较器的输出端相连，第三电阻R3的另一端与比较器的负输入端相连，比较器的正输入端与第四电阻R4的一端相连，第四电阻R4的另一端与第五电阻R5的一端相连，第五电阻R5的另一端与整流滤波支路104相连，比较器的正输入端与第六电阻R6的一端相连，第六电阻R6的另一端接地。

需要说明的是，采样电路14中包括的第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4，第五电阻R5和第六电阻R6都可以是多个电阻串并联等效出的电阻，本发明不做限制。

可以理解的是，本发明实施例提供的两种采样电路14的结构只是采样电路14可实现的方式，其他能够达到采样副边电流目的的结构均可以是本发明实施例提到的采样电路14，本发明对此不作限制。

示例性的，如图8所示，以逆变支路101为半桥电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为全波整流滤波电路结构为例，对本发明实施例提供谐振功率变换器进行详细说明：

通常的，本发明实施例提供谐振功率变换器包括用于向逆变支路101供电的直流电源。其中，逆变支路101(如图8中虚线框所指示的部分)具体包括第一开关管Q1和第二开关管Q2，第一开关管Q1的栅极与控制支路13相连，第一开关管Q1的漏极与电源正极相连，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极相连，第二开关管Q2的栅极与控制支路13相连，第二开关管Q2的源极与电源负极相连；谐振支路102(如图8中虚线框所指示的部分)具体包括串联连接的励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，其中，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的漏极相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端相连，励磁电感Lm的另一端与电源负极相连，励磁电感Lm的一端与变压器103的原端的一端相连，励磁电感Lm的另一端与变压器103的原端的另一端相连；整流滤波支路104(如图8中虚线框所指示的部分)具体包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和滤波电容Cf，其中，第一二极管D1的输入端与变压器103的副端的一端相连，第一二极管D1的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第二二极管D2的输出端与变压器103的副端的一端相连，第二二极管D2的输入端与滤波电容Cf的另一端相连，第三二极管D3的输入端与滤波电容Cf的另一端相连，第三二极管D3的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第四二极管D4的输出端与变压器103的副端的另一端相连，第四二极管D4的输入端与滤波电容Cf的另一端相连。

还需要说明的是，滤波电容Cf的一端通常和输出端的一端相连，滤波电容Cf的另一端和输出端的另一端相连，输出端通常为电阻。变压器103原端和副端的电流方向一致。

控制支路13分别发送驱动信号至第一开关管Q1的栅极和第二开关管Q2的栅极，其中，发送至第一开关管Q1的驱动信号和发送至第二开关管Q2的驱动信号的相位相反，频率相同，因此，当第一开关管Q1导通时对应第一二极管D1和第二二极管D2导通，此时，判断支路12比较第一开关管Q1的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第一开关管Q1的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系；当第二开关管Q2导通时对应第三二极管D3和第四二极管D4导通，此时，判断支路12比较第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系。比较的结果与上述图5所对应的结果相同，此处不再赘述。

示例性的，如图9所示，以逆变支路101为全桥电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构为例，对本发明实施例提供谐振功率变换器进行详细说明：

通常的，本发明实施例提供谐振功率变换器包括用于向逆变支路101供电的直流电源。其中，逆变支路101(如图9中虚线框所指示的部分)具体包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，其中，第一开关管Q1的栅极控制支路13相连，第一开关管Q1的漏极与电源正极相连，第一开关管Q1的源极与第四开关管Q4的漏极相连，第二开关管Q2的栅极与控制支路13相连，第二开关管Q2的漏极与第三开关管Q3的源极相连，第二开关管Q2的源极与电源负极相连，第三开关管Q3的栅极与控制支路13相连，第三开关管Q3的漏极与电源正极相连，第四开关管Q4的栅极与控制支路13相连，第四开关管Q4的源极与电源负极相连；谐振支路102(如图9中虚线框所指示的部分)具体包括串联连接的励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，其中，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的漏极相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端相连，励磁电感Lm的另一端与电源负极相连，励磁电感Lm的一端与变压器103的原端的一端相连，励磁电感Lm的另一端与变压器103的原端的另一端相连；整流滤波支路104(如图9中虚线框所指示的部分)具体包括第一二极管D1、第二二极管D2和滤波电容Cf，其中，第一二极管D1的输入端与变压器103的副端的一端相连，第一二极管D1的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第二二极管D2的输入端与变压器103的副端的另一端相连，第二二极管D2的输出端与滤波电容Cf的另一端相连。

还需要说明的是，滤波电容Cf的一端通常和输出端的一端相连，滤波电容Cf的另一端和输出端的另一端相连，输出端通常为电阻。变压器103原端和副端的电流方向一致。

控制支路13分别发送驱动信号至第一开关管Q1和第四开关管Q4的栅极，以及发送驱动信号至第二开关管Q2的栅极和第三开关管Q3的栅极，其中，发送至第一开关管Q1和第四开关管Q4的驱动信号与发送至第二开关管Q2和第三开关管Q3的驱动信号的相位相反，频率相同，因此，当第一开关管Q1与第四开关管Q4导通时对应第一二极管D1导通，此时，判断支路12比较第一开关管Q1或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第一开关管Q1或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系；当第二开关管Q2与第三开关管Q3导通时对应第二二极管D2导通，此时，判断支路12比较第二开关管Q2或者第三开关管Q3的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第二开关管Q2或者第三开关管Q3的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系。比较的结果与上述图5所对应的结果相同，此处不再赘述。

示例性的，如图10所示，以逆变支路101为全桥电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为全波整流滤波电路结构为例，对本发明实施例提供谐振功率变换器进行详细说明：

通常的，本发明实施例提供谐振功率变换器包括用于向逆变支路101供电的直流电源。其中，逆变支路101(如图10中虚线框所指示的部分)具体包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，其中，第一开关管Q1的栅极控制支路13相连，第一开关管Q1的漏极与电源正极相连，第一开关管Q1的源极与第四开关管Q4的漏极相连，第二开关管Q2的栅极与控制支路13相连，第二开关管Q2的漏极与第三开关管Q3的源极相连，第二开关管Q2的源极与电源负极相连，第三开关管Q3的栅极与控制支路13相连，第三开关管Q3的漏极与电源正极相连，第四开关管Q4的栅极与控制支路13相连，第四开关管Q4的源极与电源负极相连；谐振支路102(如图10中虚线框所指示的部分)具体包括串联连接的励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，其中，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的漏极相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端相连，励磁电感Lm的另一端与电源负极相连，励磁电感Lm的一端与变压器103的原端的一端相连，励磁电感Lm的另一端与变压器103的原端的另一端相连；整流滤波支路104(如图10中虚线框所指示的部分)具体包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和滤波电容Cf，其中，第一二极管D1的输入端与变压器103的副端的一端相连，第一二极管D1的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第二二极管D2的输出端与变压器103的副端的一端相连，第二二极管D2的输入端与滤波电容Cf的另一端相连，第三二极管D3的输入端与滤波电容Cf的另一端相连，第三二极管D3的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第四二极管D4的输出端与变压器103的副端的另一端相连，第四二极管D4的输入端与滤波电容Cf的另一端相连。

还需要说明的是，滤波电容Cf的一端通常和输出端的一端相连，滤波电容Cf的另一端和输出端的另一端相连，输出端通常为电阻。变压器103原端和副端的电流方向一致。

控制支路13分别发送驱动信号至第一开关管Q1和第四开关管Q4的栅极，以及发送驱动信号至第二开关管Q2的栅极和第三开关管Q3的栅极，其中，发送至第一开关管Q1和第四开关管Q4的驱动信号与发送至第二开关管Q2和第三开关管Q3的驱动信号的相位相反，频率相同，因此，当第一开关管Q1与第四开关管Q4导通时对应第一二极管D1和第二二极管D2导通，此时，判断支路12比较第一开关管Q1或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第一开关管Q1或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系；当第二开关管Q2与第三开关管Q3导通时对应第三二极管D3和第四二极管D4导通，此时，判断支路12比较第二开关管Q2或者第三开关管Q3的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第二开关管Q2或者第三开关管Q3的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系。比较的结果与上述图5所对应的结果相同，此处不再赘述。

示例性的，如图11所示，以逆变支路101为三电平电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构为例，对本发明实施例提供谐振功率变换器进行详细说明：

通常的，本发明实施例提供谐振功率变换器包括用于向逆变支路101供电的直流电源。其中，逆变支路101(如图11中虚线框所指示的部分)具体包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4，第五二极管D5和第六二极管D6，第一开关管Q1的栅极控制支路13相连，第一开关管Q1的漏极与电源正极相连，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极相连，第二开关管Q2的栅极控制支路13相连，第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连，第三开关管Q3的栅极控制支路13相连，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极相连，第四开关管Q4的栅极控制支路13相连，第四开关管Q4的源极与电源负极相连，第五二极管D5的输入端与第六二极管D6的输出端相连，第五二极管D5的输出端与第一开关管Q1的源极相连，第六二极管D6的输入端与第三开关管Q3的源极相连；谐振支路102(如图11中虚线框所指示的部分)具体包括串联连接的励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，其中，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的漏极相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端相连，励磁电感Lm的另一端与电源负极相连，励磁电感Lm的一端与变压器103的原端的一端相连，励磁电感Lm的另一端与变压器103的原端的另一端相连；整流滤波支路104(如图11中虚线框所指示的部分)具体包括第一二极管D1、第二二极管D2和滤波电容Cf，其中，第一二极管D1的输入端与变压器103的副端的一端相连，第一二极管D1的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第二二极管D2的输入端与变压器103的副端的另一端相连，第二二极管D2的输出端与滤波电容Cf的另一端相连。

还需要说明的是，滤波电容Cf的一端通常和输出端的一端相连，滤波电容Cf的另一端和输出端的另一端相连，输出端通常为电阻。变压器103原端和副端的电流方向一致。

控制支路13分别发送驱动信号至第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极，以及发送驱动信号至第三开关管Q3的栅极和第四开关管Q4的栅极，其中，发送至第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号与发送至第三开关管Q3的栅极和第四开关管Q4的驱动信号的相位相反，频率相同，因此，当第一开关管Q1与第二开关管Q2导通时对应第一二极管D1导通，此时，判断支路12比较第一开关管Q1或者第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第一开关管Q1或者第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系；当第三开关管Q3与第四开关管Q4导通时对应第二二极管D2导通，此时，判断支路12比较第三开关管Q3或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第三开关管Q3或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系。比较的结果与上述图5所对应的结果相同，此处不再赘述。

示例性的，如图12所示，以逆变支路101为三电平电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为全波整流滤波电路结构为例，对本发明实施例提供谐振功率变换器进行详细说明：

通常的，本发明实施例提供谐振功率变换器包括用于向逆变支路101供电的直流电源。其中，逆变支路101(如图12中虚线框所指示的部分)具体包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4，第五二极管D5和第六二极管D6，第一开关管Q1的栅极控制支路13相连，第一开关管Q1的漏极与电源正极相连，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极相连，第二开关管Q2的栅极控制支路13相连，第二开关管Q2的源极和第三开关管Q3的漏极相连，第三开关管Q3的栅极控制支路13相连，第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的漏极相连，第四开关管Q4的栅极控制支路13相连，第四开关管Q4的源极与电源负极相连，第五二极管D5的输入端与第六二极管D6的输出端相连，第五二极管D5的输出端与第一开关管Q1的源极相连，第六二极管D6的输入端与第三开关管Q3的源极相连；谐振支路102(如图12中虚线框所指示的部分)具体包括串联连接的励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr，其中，谐振电容Cr的一端与第二开关管Q2的漏极相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与励磁电感Lm的一端相连，励磁电感Lm的另一端与电源负极相连，励磁电感Lm的一端与变压器103的原端的一端相连，励磁电感Lm的另一端与变压器103的原端的另一端相连；整流滤波支路104(如图12中虚线框所指示的部分)具体包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4和滤波电容Cf，其中，第一二极管D1的输入端与变压器103的副端的一端相连，第一二极管D1的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第二二极管D2的输出端与变压器103的副端的一端相连，第二二极管D2的输入端与滤波电容Cf的另一端相连，第三二极管D3的输入端与滤波电容Cf的另一端相连，第三二极管D3的输出端与滤波电容Cf的一端相连，第四二极管D4的输出端与变压器103的副端的另一端相连，第四二极管D4的输入端与滤波电容Cf的另一端相连。

还需要说明的是，滤波电容Cf的一端通常和输出端的一端相连，滤波电容Cf的另一端和输出端的另一端相连，输出端通常为电阻。变压器103原端和副端的电流方向一致。

控制支路13分别发送驱动信号至第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极，以及发送驱动信号至第三开关管Q3的栅极和第四开关管Q4的栅极，其中，发送至第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动信号与发送至第三开关管Q3的栅极和第四开关管Q4的驱动信号的相位相反，频率相同，因此，当第一开关管Q1与第二开关管Q2导通时对应第一二极管D1和第二二极管D2导通，此时，判断支路12比较第一开关管Q1或者第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第一开关管Q1或者第二开关管Q2的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系；当第三开关管Q3与第四开关管Q4导通时对应第三二极管D3和第四二极管D4导通，此时，判断支路12比较第三开关管Q3或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的上升沿的位置关系和第三开关管Q3或者第四开关管Q4的驱动信号和副边电流对应的脉冲信号的下降沿的位置关系。比较的结果与上述图5所对应的结果相同，此处不再赘述。

需要说明的是，本发明实施例中所提到的控制支路13驱动逆变支路101中的各个开关管，可以是控制支路13与每一个开关管单独相连，即控制支路13单独驱动每一个开关；也可以是控制支路13与需要同时导通的多个开关管相连，本发明不做限制。本发明图5至图12是以控制支路13与每一个开关管单独相连为例描述的。

需要补充的是，本发明实施例提供的LLC谐振功率变换器的频率跟踪方法是应用在开环LLC电路中，开环LLC谐振功率变换器可以与闭环的DC/DC变换器串联使用，实现电压的调整。

示例性的，如图13所示，LLC谐振功率变换器可以应用在由一个DC/DC变换结构和一个LLC谐振功率变换器组成的DC/DC变换器中。其中，DC/DC变换结构是闭环控制的，通过采样LLC谐振功率变换器的输出电压作为DC/DC变换结构的反馈电压，通过调整DC/DC变换结构的输出电压达到调整LLC谐振功率变换器的开关频率，达到驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

具体的，DC/DC变换结构可以是任意一种单相DC/DC变换结构，LLC谐振功率变换器可以是上述实施例所描述的任意一种LLC谐振功率变换器。如图14所示，DC/DC变换结构为降压变换器，LLC谐振功率变换器的逆变支路101为半桥逆变电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构。

示例性的，如图15所示，LLC谐振功率变换器可以应用在由两个DC/DC变换结构和一个LLC谐振功率变换器组成的DC/DC变换器中。其中，LLC谐振功率变换器的电压可以通过图15中左侧的DC/DC变换结构来调节，也可以由图15中右侧的DC/DC变换结构调节。通过图15中左侧的DC/DC变换结构调节是保证LLC谐振功率变换器的输出电压稳定在设定值，通过改变图15中左侧的DC/DC变换结构的输出电压达到调整频率的目的。通过图15中右侧的DC/DC变换结构的输出电压调节是保持图15中右侧的DC/DC变换结构的输出电压不变，通过改变图15中右侧的DC/DC变换结构的输入电压达到调整频率的目的。

具体的，DC/DC变换结构可以是任意一种单相DC/DC变换结构，LLC谐振功率变换器可以是上述实施例所描述的任意一种LLC谐振功率变换器。如图16所示，两个DC/DC变换结构均为降压变换器，LLC谐振功率变换器的逆变支路101为半桥逆变电路结构，谐振支路102为LLC谐振电路结构，整流滤波支路104为半波整流滤波电路结构。

上述闭环控制的DC/DC变换器可以是降压变换器，也可以是升压变换器或者升降压变换器，本发明不做限制。

需要说明的是，本发明实施例提供的开关管可以为IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)管、三极管等，发明实施例整流滤波支路中提供的二极管都可以替换为同步整流管，本发明不做限制。

本发明实施例提供一种谐振功率变换器，包括逆变支路、与逆变支路相连的谐振支路、与谐振支路相连的变压器，以及与变压器相连的整流滤波支路，其中，变压器的原端与谐振支路相连，变压器的副端与整流滤波支路相连；与变压器的副端和整流滤波支路均相连的检测支路，与检测支路相连的判断支路，以及与判断支路和逆变支路均相连的控制支路；其中，检测支路，用于获取变压器的副边电流，根据副边电流生成副边电流对应的脉冲信号，并发送副边电流对应的脉冲信号至判断支路；控制支路，用于生成驱动信号，并发送驱动信号至逆变支路和判断支路，驱动信号用于驱动逆变支路；判断支路，用于接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号和控制支路发送的驱动信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成并发送第一信息至控制支路，第一信息用于指示谐振功率变换器的谐振状态；控制支路，还用于接收判断支路发送的第一信息，并根据第一信息，控制驱动信号的频率。基于上述的描述，由于判断支路可以接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成用于指示谐振功率变换器的谐振状态的第一信息，使得控制支路根据第一信息，控制驱动信号的频率，达到了通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，并控制驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

本发明实施例还提供一种谐振功率变换器的频率跟踪方法，应用于上述实施例所描述的谐振功率变换器，谐振功率变换器包括逆变支路、与逆变支路相连的谐振支路、与谐振支路相连的变压器，以及与变压器相连的整流滤波支路，其中，变压器的原端与谐振支路相连，变压器的副端与整流滤波支路相连；与变压器的副端和整流滤波支路均相连的检测支路；与检测支路相连的判断支路；与判断支路和逆变支路均相连的控制支路，如图17所示，方法包括：

S101、谐振功率变换器获取副边电流对应的脉冲信号和驱动信号。

具体的，谐振功率变换器的判断支路获取副边电流对应的脉冲信号和驱动信号。

具体的，如图18所示，步骤S101可以包括S101a-S101c：

S101a、谐振功率变换器获取副边电流。

谐振功率变换器的检测支路可以直接从主功率电路的变压器的副边获取变压器的副边电流，也可以由谐振功率变换器的采样电路采样变压器的副边电流，再发送给检测支路。

S101b、谐振功率变换器根据副边电流，生成副边电流对应的脉冲信号。

谐振功率变换器的检测支路根据副边电流，生成副边电流对应的脉冲信号的方法可以包括：将副边电流通过一个电阻转化为电压信号，将该电压信号与0比较得到一个与正向电流时间相对应的副边电流对应的脉冲信号；或者，若采样电路采样的是二极管电压，则只需判断二极管电压的正负，二极管电压为正时输出高电平，二极管电压为负时输出低电平。

随后，谐振功率变换器的检测支路发送副边电流对应的脉冲信号至判断支路。

S101c、谐振功率变换器获取驱动信号。

具体的，谐振功率变换器的判断支路获取控制支路发送的驱动信号。

S102、谐振功率变换器根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器的谐振状态。

S103、谐振功率变换器根据第一信息，控制驱动信号的频率。

具体的，如图19所示，步骤S102可以包括S102a和S102b：

S102a、谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿和驱动信号的下降沿同步。

S102b、谐振功率变换器生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在谐振频率点工作。

具体的，谐振功率变换器中的判断支路执行步骤S102a和S102b，并把第一信息发送给谐振功率变换器中的控制支路。

与此对应的，步骤S103可以包括S103a：

S103a、谐振功率变换器根据第一信息，维持驱动信号的频率不变。

具体的，谐振功率变换器中的控制支路执行步骤S103a。

如图20所示，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿和驱动信号的下降沿同步，则说明谐振功率变换器在谐振频率点工作，此时不需要调整驱动信号的频率，只需维持驱动信号的频率不变即可。

具体的，如图21所示，步骤S102可以包括S102c和S102d：

S102c、谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿滞后于驱动信号的下降沿。

S102d、谐振功率变换器生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在第一区域工作。

具体的，谐振功率变换器中的判断支路执行步骤S102c和S102d，并把第一信息发送给谐振功率变换器中的控制支路。

与此对应的，步骤S103可以包括S103b：

S103b、谐振功率变换器根据第一信息，降低驱动信号的频率。

具体的，谐振功率变换器中的控制支路执行步骤S103b，并把降低了频率的驱动信号发送给谐振功率变换器的判断支路。

如图22所示，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿滞后于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第一区域工作，此时需要降低驱动信号的频率，以使得谐振功率变换器在谐振频率点工作。

可以理解的是，谐振功率变换器可以逐步降低驱动信号的频率，经过多次调整使得谐振功率变换器在谐振频率点工作。例如谐振功率变换器每次将驱动信号的频率降低预设值，然后再进行判断，多次调整谐振功率变换器的驱动信号的频率，使得谐振功率变换器最终在谐振频率点工作。

具体的，如图23所示，步骤S102可以包括S102e和S102f：

S102e、谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿。

S102f、谐振功率变换器生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在第二区域工作。

具体的，谐振功率变换器中的判断支路执行步骤S102e和S102f，并把第一信息发送给谐振功率变换器中的控制支路。

与此对应的，步骤S103可以包括S103c：

S103c、谐振功率变换器根据第一信息，提高驱动信号的频率。

具体的，谐振功率变换器中的控制支路执行步骤S103c，并把提高了频率的驱动信号发送给谐振功率变换器的判断支路。

如图24所示，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿和驱动信号的上升沿同步，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第二区域工作，此时需要提高驱动信号的频率，以使得谐振功率变换器在谐振频率点工作。

同理，谐振功率变换器可以逐步提高驱动信号的频率，经过多次调整使得谐振功率变换器在谐振频率点工作。

具体的，如图25所示，步骤S102可以包括S102g和S102h：

S102g、谐振功率变换器确认副边电流对应的脉冲信号的上升沿超前于驱动信号的上升沿，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿。

S102h、谐振功率变换器生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器在第三区域工作。

具体的，谐振功率变换器中的判断支路执行步骤S102g和S102h，并把第一信息发送给谐振功率变换器中的控制支路。

与此对应的，步骤S103可以包括S103d和S103e：

S103d、谐振功率变换器根据第一信息，停止生成驱动信号。

S103e、谐振功率变换器在提高驱动信号的频率后，生成驱动信号。

具体的，谐振功率变换器中的控制支路执行步骤S103d和S103e，并把提高了频率的驱动信号发送给谐振功率变换器的判断支路。

如图26所示，若副边电流对应的脉冲信号的上升沿超前于驱动信号的上升沿，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿超前于驱动信号的下降沿，则说明谐振功率变换器在第三区域工作，此时为了避免炸机，需要先停止生成驱动信号，在谐振功率变换器的控制支路提高驱动信号的频率后，谐振功率变换器的控制支路再继续生成驱动信号并发送驱动信号至谐振功率变换器的逆变支路，随后判断谐振功率变换器是否仍在第三区域工作，若谐振功率变换器仍在第三区域工作，则继续停止生成驱动信号，提高驱动信号的频率，最终达到让谐振功率变换器在谐振频率点工作的目的。

需要说明的是，副边电流对应的脉冲信号的上升沿与驱动信号的上升沿，且副边电流对应的脉冲信号的下降沿与驱动信号的下降沿的关系的可以由两种方法判断：一是通过逻辑运算进行判断，二是通过比较代表两个脉冲信号上升沿的寄存器中的数据大小和代表两个脉冲信号下降沿的寄存器中的数据大小进行判断，也就是判断两个量之间的时间差。

示例性的，在第一种方法中，假设驱动信号用A表示，副边电流对应的脉冲信号用B表示，采用逻辑运算判断的方法是：如果A与B的结果既等于A也等于B，则A与B相同，表示谐振功率变换器处于谐振频率点；如果A与B的结果等于A不等于B，则表示变换器处于区域1；如果A与B的结果不等于A但等于B，则表示变换器处于区域2；如果A与B的结果既不等于A又不等于B，则表示变换器处于区域3。

示例性的，在第二种方法中，通过比较代表两个脉冲信号上升沿和下降沿的寄存器中的数据大小的方式为：DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)中开关管的驱动信号由定时寄存器和比较寄存器相比较产生，每个中断周期开始定时寄存器开始计数，中断周期结束的时候定时寄存器中的数据达到最大，下一个中断周期开始的时候定时寄存器复位重新开始计数，当PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)比较寄存器中的数与定时寄存器中的数相等时PWM信号发生跳变，这时记录下信号跳变时定时寄存器中的值。副边电流对应的脉冲信号通过AD口送入到DSP中，用同样的方法在每个中断周期记录脉冲跳变时对应的定时计数器中的值，比较驱动信号跳变(包括上升跳变和下降跳变)时对应的寄存器的数值和副边电流对应的脉冲信号跳变(包括上升跳变和下降跳变)时定时寄存器的数值的偏差，如果上升跳变和下降跳变时两个数的偏差都小于预设值(该预设值与时钟频率、分辨率等值相关，由设计者定义)，则表示两个信号的上升沿和下降沿均同步；如果上升跳变时两个寄存器的数的偏差小于预设值，而下降跳变时驱动信号对应的寄存器的数值比脉冲信号寄存器的数值小则表示工作于区域1；如果上升跳变时两个定时寄存器的数的偏差小于预设值，而下降跳变时驱动信号对应的定时寄存器的数值比脉冲信号定时寄存器的数值大则表示工作于区域2；如果上升跳变和下降跳变时驱动信号寄存器的数比脉冲寄存器的数都大则表示工作于区域3。

本发明实施例提供一种谐振功率变换器的频率跟踪方法，应用于谐振功率变换器，谐振功率变换器的频率跟踪方法包括：获取副边电流对应的脉冲信号和驱动信号；根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成第一信息，第一信息用于指示谐振功率变换器的谐振状态；根据第一信息，控制驱动信号的频率。基于上述的描述，由于判断支路可以接收检测支路发送的副边电流对应的脉冲信号，并根据副边电流对应的脉冲信号和驱动信号，生成用于指示谐振功率变换器的谐振状态的第一信息，使得控制支路根据第一信息，控制驱动信号的频率，达到了通过对副边电流进行采样，判断谐振功率变换器的谐振状态，并控制驱动信号的频率跟踪谐振功率变换器的谐振频率的目的。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。