一种基于谐波阻抗控制的孤岛微电网谐波功率分配方法

摘要

本发明公开了一种基于谐波阻抗控制的孤岛微电网谐波功率分配方法，本发明首先建立了DG等效谐波阻抗与DG剩余容量之间的下垂关系，即ZDGk_h_eq‑SDGk_remaining下垂关系，根据各DG的剩余容量差异化各DG的等效谐波阻抗。将ZDGk_h_eq‑SDGk_remaining下垂关系和通过检测DG中逆变器实际输出的h次三相谐波电流控制逆变器实际输出的h次三相谐波电压的谐波阻抗控制方法相结合，使DG实际的等效谐波阻抗满足ZDGk_h_eq‑SDGk_remaining下垂关系，实现按照DG的剩余容量分配谐波功率的目标。本发明的控制算法更为简洁，运算量更小，设计的DG等效谐波阻抗也更为合理。

说明书

技术领域

本发明属于孤岛微电网功率分配领域，特别涉及一种基于谐波阻抗控制的孤岛微电网谐波功率分配方法。

背景技术

随着传统化石能源的逐渐枯竭，光伏发电、风力发电等可再生能源的研究和利用越来越受到人们的重视。然而，由于可再生能源具有分散性、波动性等固有的特点，所以可再生能源的转换和利用难以通过传统电网形式大规模消纳。为了解决这个问题，微电网的概念应运而生。微电网有并网运行和孤岛运行两种状态，处于孤岛运行状态的微电网称为孤岛微电网。作为可再生能源发电和综合利用的接口网络，微电网对于可再生能源的利用效率和质量具有至关重要的影响。同时，作为对传统大电网的有益补充，微电网对电力网络的可靠性和灵活性具有显著的提升作用。鉴于微电网具有以上优势，其近年来受到学术界和工业界越来越广泛的关注。世界上许多国家均已开展了对微电网相关技术的深入研究，并建立起一批具有重要学术意义和应用价值的微电网实验室和示范工程。如何构建安全、可靠、高效的微电网系统，以及如何充分发掘微电网系统中变流器在功率传输、电能质量治理方面的价值已成为目前研究微电网的热点问题。

在孤岛微电网中存在大量的电力电子装置和非线性、不平衡负荷，导致其电能质量受到了严重的不利影响。在未进行专门的控制时，孤岛微电网的系统参数变化及分布式发电单元(DG)中逆变器采用的传统控制方式会使DG的等效谐波阻抗具有较大的不确定性和不合理性，进而导致谐波功率分配具有较大的不确定性和不合理性，从而容易引发某些DG的过载。

已有的文献中，针对孤岛微电网中的谐波功率分配问题，有研究人员提出多种方法。一种方法是通过对各次谐波分别构建谐波有功、无功功率与谐波电压频率、幅值间的下垂关系，实现分配谐波功率的目标。这种方法不仅需要精确测量各次谐波功率，控制器的设计也很复杂，运算量也比较大。另一种方法是通过直接串联引入虚拟谐波阻抗，可控地差异化各DG的等效谐波阻抗，进而实现分配谐波功率的目标。然而，已有的引入虚拟谐波阻抗的方法中，用于计算各DG中引入的虚拟谐波阻抗的算法较为复杂，也需要对各次谐波功率进行精确测量，同时所构建的虚拟谐波阻抗的表达式会受到多个变量的影响，从而使各DG的等效谐波阻抗之间的差异无法由各DG的剩余容量之间的差异唯一决定，导致其在分配谐波功率上存在一定的不合理性。

发明内容

本发明的目在于提供一种基于谐波阻抗控制的孤岛微电网谐波功率分配方法，在不需要通信系统的条件下，以较为简便的控制算法和较小的运算量实现按照DG的剩余容量分配谐波功率的目标，可以较好地克服目前已有的孤岛微电网谐波功率分配方法中存在的需要精确测量各次谐波功率、控制算法复杂、运算量大和虚拟谐波阻抗设计不合理等局限性。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于谐波阻抗控制的孤岛微电网谐波功率分配方法，包括以下步骤：

步骤1)，在孤岛微电网中各DG安装之后，测量出第k个DG对应的基波馈线阻抗Z_{lk_f}和h次谐波馈线阻抗Z_{lk_h}；

步骤2)，测量得到第k个DG中逆变器实际输出的经过DG中LC滤波环节之后的三相电流i_DGk和实际输出的三相电压v_DGk，对i_DGk和v_DGk滤波之后得到各自的基波分量i_{DGk_f}和v_{DGk_f},对i_{DGk_f}和v_{DGk_f}进行abc/dq坐标变换得到逆变器输出基波电流和基波电压的dq分量I_{DGk_f_d}、I_{DGk_f_q}、V_{DGk_f_d}和V_{DGk_f_q}，并计算得到第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}和Q_{DGk_f}；

步骤3)，将步骤2)中得到的第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}和Q_{DGk_f}代入到基波下垂控制策略中，得到第k个DG中逆变器输出电压的频率f_DGk和幅值V_{DGk_f}，将频率f_DGk乘以2π并将结果对时间积分得到相位θ，然后令第k个DG中逆变器输出的d轴电压分量为V_{DGk_f}，并令其输出的q轴电压分量为0，通过dq/abc坐标变换得到abc坐标系下第k个DG中逆变器输出的基波电压的参考值v^*_{DGk_f}；

步骤4)，根据步骤2)得到的第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}、Q_{DGk_f}及给定的第k个DG的额定容量S_{DGk_rated}计算得到第k个DG的剩余容量S_{DGk_remaining}；

步骤5)，建立第k个DG的h次等效谐波阻抗与其剩余容量之间的下垂关系，即Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系，将步骤4)得到的第k个DG的剩余容量S_{DGk_remaining}代入Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系中，得到期望实现的第k个DG的h次等效谐波阻抗Z_{DGk_h_eq}；

步骤6)，将步骤5)得到的Z_{DGk_h_eq}减去步骤1)得到的第k个DG对应的h次谐波馈线阻抗Z_{lk_h}，得到需要在第k个DG中引入的h次虚拟谐波阻抗Z_{vk_h}；

步骤7)，对步骤2)测量得到的第k个DG中逆变器实际输出的三相电流i_DGk进行滤波，得到其实际输出的h次三相谐波电流i_{DGk_h}，将i_{DGk_h}与步骤6)得到的Z_{vk_h}相乘然后取结果的相反数，作为第k个DG中逆变器输出的h次谐波电压的参考值v^*_{DGk_h}；

步骤8)，将步骤3)得到的第k个DG中逆变器输出的基波电压的参考值v^*_{DGk_f}与步骤7)得到的第k个DG中逆变器输出的h次谐波电压的参考值v^*_{DGk_h}相加，考虑主要的低次谐波，即h＝5,7,11,13，则得到第k个DG中逆变器输出电压的参考值v^*_DGk，对v^*_DGk进行abc/αβ坐标变换，得到v^*_DGk在αβ坐标系下的分量v^*_{DGk_α}和v^*_{DGk_β}，作为电压外环的参考；

步骤9)，对步骤2)测量得到的第k个DG中逆变器实际输出的三相电压v_DGk进行abc/αβ坐标变换，得到v_DGk在αβ坐标系下的分量v_{DGk_α}和v_{DGk_β}，将步骤8)得到的v^*_{DGk_α}和v^*_{DGk_β}分别减去v_{DGk_α}和v_{DGk_β}，将所得结果分别输入PR控制器中，将PR控制器的输出结果分别作为电流内环的参考i^*_{Lfk_α}和i^*_{Lfk_β}；

步骤10)，经过测量得到第k个DG中逆变器侧滤波电感L_fk上的电流i_Lfk，对i_Lfk进行abc/αβ坐标变换，得到i_Lfk在αβ坐标系下的分量i_{Lfk_α}和i_{Lfk_β}，将步骤9)中得到的i^*_{Lfk_α}和i^*_{Lfk_β}分别减去i_{Lfk_α}和i_{Lfk_β}，然后将所得结果分别输入比例系数为K_P的P控制器中，对P控制器的输出结果进行αβ/abc坐标变换得到abc坐标系下的调制信号，调制信号再经过PWM生成模块得到逆变器开关网络的开关控制信号，用于对逆变器进行控制。

关于本发明采用的技术方案，步骤1)中，第k个DG对应的基波馈线阻抗Z_{lk_f}和h次谐波馈线阻抗Z_{lk_h}，在数学形式上分别表示为

Z_{lk_f}＝R_lk+j·w₀·L_lk>

Z_{lk_h}＝R_lk+j·h·w₀·L_lk>

式中：R_lk和L_lk分别为第k个DG对应的馈线电阻和馈线电感，w₀为系统的基波角频率。

关于本发明采用的技术方案，步骤2)中，计算第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}和Q_{DGk_f}，具体公式如下：

关于本发明采用的技术方案，步骤3)中，当线路阻抗以感性为主时，采用的基波下垂控制策略如下：

当线路阻抗以阻性为主时，基波下垂控制策略如下：

式中：f^*为DG输出的额定基波电压频率，V^*为DG输出的额定基波电压幅值，P^*_{DGk_f}和Q^*_{DGk_f}分别为DG输出基波有功功率和基波无功功率的参考值，m_k和n_k分别为基波有功下垂系数和基波无功下垂系数。

当线路阻抗中阻性成分和感性成分相差不大时，理论上基波有功功率和基波无功功率之间存在较强的耦合，此时基波下垂控制策略无法实现基波有功功率和基波无功功率的精确分配。这种情况下，通过引入负虚拟阻抗抵消掉其中的阻性成分或感性成分，使等效的线路阻抗呈现纯感性或纯阻性，以消除基波有功功率和基波无功功率的耦合。

关于本发明采用的技术方案，步骤4)中，计算第k个DG的剩余容量S_{DGk_remaining}，具体公式如下：

关于本发明采用的技术方案，步骤5)中，建立Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系，具体公式如下：

Z_{DGk_h_eq}＝Z_{0_h}-a_h·S_{DGk_remaining}>

式中：Z_{0_h}为采用Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系之后，当DG的剩余容量为0时，各DG的等效谐波阻抗，即Z_{0_h}对于每台DG单元都是相同的，Z_{0_h}的取值需要综合考虑对PCC电压THD的影响和谐波功率分配的精度；a_h为各DG的Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系中的谐波阻抗下垂系数，即a_h对于各DG单元也都是相同的，a_h的取值可为复数。通过观察上式右边的结构，可知因为Z_{0_h}和a_h对于每台DG都是相同的，所以上式左边的各DG的等效谐波阻抗Z_{DGk_h_eq}之间的差异只由上式右边的各DG的剩余容量S_{DGk_remianing}之间的差异决定。而由于各DG是并联的，其端口的谐波电压是相等的，所以在各DG间分配谐波功率可以等效为分配谐波电流，这可以通过控制各DG的等效谐波阻抗来实现。因此，Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系可以实现按照各DG的剩余容量分配谐波功率的目标。

关于本发明采用的技术方案，步骤6)中，计算需要在第k个DG中引入的h次虚拟谐波阻抗Z_{vk_h}，具体公式如下：

Z_{vk_h}＝Z_{DGk_h_eq}-Z_{lk_h}>

将公式(10)代入上式中，可得

Z_{vk_h}＝Z_{0_h}-a_h·S_{DGk_remaining}-Z_{lk_h}>

关于本发明采用的技术方案，步骤7)中，计算第k个DG中逆变器输出的h次谐波电压的参考值v^*_{DGk_h}，具体公式如下：

关于本发明采用的技术方案，步骤8)中，计算第k个DG中逆变器输出电压的参考值v^*_DGk，具体公式如下：

关于本发明采用的技术方案，步骤9)中，所使用的PR控制器的传递函数为：

式中：w_f为基波的角频率，K_PR为比例系数，K_f、K_h和w_b为谐振项的参数。

与已有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1)本发明构建的Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系中，各DG的等效谐波阻抗Z_{DGk_h_eq}之间的差异只由各DG的剩余容量S_{DGk_remianing}之间的差异决定。而已有的引入虚拟谐波阻抗的方法中，所构建的虚拟谐波阻抗的表达式会受到多个变量的影响，从而使各DG的等效谐波阻抗之间的差异无法由各DG的剩余容量之间的差异唯一决定，导致其在分配谐波功率上具有一定的不合理性。因此，本发明相对于已有的引入虚拟谐波阻抗的方法，在控制DG的等效谐波阻抗时更为合理，能更准确地实现按DG的剩余容量分配谐波功率的目标。

2)本发明中S_{DGk_remianing}的计算不需要知道各DG输出的各次谐波功率，而已有的对各次谐波分别构建谐波有功、无功功率与谐波电压频率、幅值之间下垂关系的方法和已有的引入虚拟谐波阻抗的方法，在控制算法中都需要知道各DG输出的各次谐波功率的精确值。因此，本发明相对于已有的对各次谐波分别构建谐波有功、无功功率与谐波电压频率、幅值之间下垂关系的方法和已有的引入虚拟谐波阻抗的方法，在测量上更为简便，工作量更小。

3)本发明构建的Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系，相对于已有的对各次谐波分别构建谐波有功、无功功率与谐波电压频率、幅值之间下垂关系的方法和已有的引入虚拟谐波阻抗的方法，数学形式上更为简洁，需要确定的参数更少。因此，本发明相对于已有的对各次谐波分别构建谐波有功、无功功率与谐波电压频率、幅值之间下垂关系的方法和已有的引入虚拟谐波阻抗的方法，在控制上更为简便。

附图说明

图1为包含两个DG和一些线性负载及非线性负载的典型孤岛微电网结构图。

图2为第k(k＝1,2)个DG中逆变器的控制框图，图2中的基波功率计算模块包括abc/dq坐标变换和基波功率计算两部分。

图3为未采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，DG剩余容量和DG输出的谐波电流有效值的仿真结果示意图。其中，图3(a)为DG剩余容量，图3(b)为DG输出的谐波电流有效值。

图4为采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，DG剩余容量和DG输出的谐波电流有效值的仿真结果示意图。其中，图4(a)为DG剩余容量，图4(b)为DG输出的谐波电流有效值。

图5为未采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，DG输出的基波功率。

图6为采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，DG输出的基波功率。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细说明。

参照图1，孤岛微电网中DG1和DG2是并联的，其各自端口的谐波电压是相等的，因此在DG1和DG2之间分配谐波功率可以等效为分配谐波电流，而分配谐波电流可以通过控制DG1和DG2各自的等效谐波阻抗的相对大小来实现。在图1中，设置DG1和DG2的馈线阻抗均为纯阻性。

参照图2，第k(k＝1,2)个DG中逆变器的控制方案采用电压电流双闭环控制，电压外环的参考可以由基波部分和谐波部分分别求取之后叠加得到。该控制方案的作用是在传输基波功率的基础上，通过构建的Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系，动态调节DG的等效谐波阻抗，从而使谐波功率能够按照DG的剩余容量进行分配。该控制方案具体按如下步骤进行：

步骤1)，对第k个DG中逆变器实际输出的三相电流i_DGk和实际输出的三相电压v_DGk进行测量，然后对i_DGk和u_DGk进行滤波之后得到各自的基波分量i_{DGk_f}和v_{DGk_f},对i_{DGk_f}和v_{DGk_f}进行abc/dq坐标变换得到逆变器输出基波电流和基波电压的dq分量I_{DGk_f_d}、I_{DGk_f_q}、V_{DGk_f_d}和V_{DGk_f_q}，并计算得到第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}和Q_DGkf，相关公式为：

步骤2)，将步骤1)中得到的第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}和Q_{DGk_f}代入到基波下垂控制策略中，得到第k个DG中逆变器输出电压的频率f_DGk和幅值V_{DGk_f}，将频率f_DGk乘以2π并将结果对时间积分得到相位θ，然后令第k个DG中逆变器输出的d轴电压分量为V_{DGk_f}，并令其输出的q轴电压分量为0，通过dq/abc坐标变换得到abc坐标系下第k个DG中逆变器输出的基波电压的参考值v^*_{DGk_f}，相关公式为：

步骤3)，根据步骤1)得到的第k个DG中逆变器输出的基波有功功率和基波无功功率的实际值P_{DGk_f}、Q_{DGk_f}及给定的第k个DG的额定容量S_{DGk_rated}计算得到第k个DG的剩余容量S_{DGk_remaining}，相关公式为：

步骤4)，将步骤3)得到的第k个DG的剩余容量S_{DGk_remaining}代入构建的Z_{DGk_h_eq}-S_{DGk_remaining}下垂关系中，得到期望实现的第k个DG的h次等效谐波阻抗Z_{DGk_h_eq}，相关公式为：

Z_{DGk_h_eq}＝Z_{0_h}-a_h·S_{DGk_remaining}

步骤5)，将步骤4)得到的Z_{DGk_h_eq}减去第k个DG对应的h次谐波馈线阻抗Z_{lk_h}，得到需要在第k个DG中引入的h次虚拟谐波阻抗Z_{vk_h}，相关公式为：

Z_{vk_h}＝Z_{DGk_h_eq}-Z_{lk_h}＝Z_{0_h}-a_h·S_{DGk_remaining}-Z_{lk_h}

步骤6)，对步骤1)测量得到的第k个DG中逆变器实际输出的三相电流i_DGk进行滤波，得到其实际输出的h次三相谐波电流i_{DGk_h}，将i_{DGk_h}与步骤5)得到的Z_{vk_h}相乘然后取结果的相反数，作为第k个DG中逆变器输出的h次谐波电压的参考值v^*_{DGk_h}，相关公式为：

步骤7)，将步骤2)得到的第k个DG中逆变器输出的基波电压的参考值v^*_{DGk_f}与步骤6)得到的第k个DG中逆变器输出的h次谐波电压的参考值v^*_{DGk_h}相加，考虑主要的低次谐波，即h＝5,7,11,13，得到第k个DG中逆变器输出电压的参考值v^*_DGk，对v^*_DGk进行abc/αβ坐标变换，得到v^*_DGk在αβ坐标系下的分量v^*_{DGk_α}和v^*_{DGk_β}，作为电压外环的参考，相关公式为：

步骤8)，对步骤1)测量得到的第k个DG中逆变器实际输出的三相电压v_DGk进行abc/αβ坐标变换，得到v_DGk在αβ坐标系下的分量v_{DGk_α}和v_{DGk_β}，将步骤8)得到的v^*_{DGk_α}和v^*_{DGk_β}分别减去v_{DGk_α}和v_{DGk_β}，将所得结果分别输入PR控制器中，将PR控制器的输出结果分别作为电流内环的参考i^*_{Lk_α}和i^*_{Lk_β}。所使用的PR控制器的传递函数为：

步骤9)，对第k个DG中逆变器侧滤波电感L_k上的电流i_Lk进行测量并进行abc/αβ坐标变换，得到i_Lk在αβ坐标系下的分量i_{Lk_α}和i_{Lk_β}，将步骤8)中得到的i^*_{Lk_α}和i^*_{Lk_β}分别减去i_{Lk_α}和i_{Lk_β}，然后将所得结果分别输入比例系数为K_P的P控制器中，对P控制器的输出结果进行过坐标变换得到abc坐标系下的调制信号，调制信号再经过PWM生成模块得到逆变器开关网络的开关控制信号，用于对逆变器进行控制。

在MATLAB/Simulink仿真中，对于图1所示的孤岛微电网系统，为了实现DG剩余容量的动态变化，在Time＝1.5s时刻增加了一个线性负载。图3、图4、图5和图6为仿真结果。图3和图4中，S_{DGk_remaining}表示第k个DG的剩余容量，I_{DGk_a_h_RMS}表示第k个DG输出的谐波电流有效值，I_{DGk_a_h_RMS}中的角标a表示a相。由于DG1和DG2是并联的，因而谐波功率分配与谐波电流分配是等价的。图5和图6中，S_{DGk_f}表示第k个DG输出的基波功率的实际值，其表达式为

参照图3，对于图1所示的孤岛微电网系统，当未采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，在Time＝1.5s时刻增加了一个线性负载之后，DG2的剩余容量小于DG1的剩余容量，但是DG2输出的谐波电流有效值却大于DG1输出的谐波电流有效值，即DG2分配到的谐波功率大于DG1分配到的谐波功率。这种谐波功率分配情况是不合理的。因此，仿真结果表明在未采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，谐波功率不能按照DG1和DG2各自的剩余容量进行分配。

参照图4，对于图1所示的孤岛微电网系统，当采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，在Time＝1.5s时刻增加了一个线性负载之后，DG2的剩余容量小于DG1的剩余容量，同时DG2输出的谐波电流有效值也小于DG1输出的谐波电流有效值，即DG2分配到的谐波功率也小于DG1分配到的谐波功率。这种谐波功率分配情况是合理的。因此，仿真结果表明在采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，谐波功率能够按照DG1和DG2各自的剩余容量进行分配。

参照图5和图6，对于图1所示的孤岛微电网系统，在未采用和采用本发明所提出的谐波功率分配方法时，DG1和DG2之间基波功率的分配结果是相同的，可知采用本发明所提出的谐波功率分配方法不会影响DG1和DG2之间分配基波功率。