一种具有双容错能力的全桥式LLC谐振变换器

摘要

本发明公开了一种具有双容错能力的全桥式LLC谐振变换器，包括两个全桥LLC谐振电路和两个辅助二极管；全桥LLC谐振电路的原边为全桥电路结构，副边为全波整流电路结构；两个辅助二极管为功率二极管，用于第二次故障时实现副边拓扑重构，保证变换器正常工作。本发明变换器通过冗余电路拓扑实现第一次容错，利用拓扑重构实现第二次容错，具备在承受两次故障后保持正常工作的能力。本发明变换器控制策略简单，且原边开关管电压电流应力在故障前后不增加，简化了系统控制与电路参数的设计，缩减了器件成本。此外，本发明变换器原边开关管在工作时均能实现零电压开通，提升了变换器效率，避免了硬开关导致的电磁干扰。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子领域，具体设计一种具有双容错能力的全桥式LLC谐振变换器。

背景技术

随着航空市场竞争的日益激烈，更低成本和更环保的飞机成为航空制造商的研究热点。为满足航空业不断提高的要求，多电飞机技术应运而生。与传统飞机不同，它以电力系统作为主要二次能源系统，代替了传统飞机的机械、液压和气动系统，提高了能量的综合利用效率，有效减少了飞机的排放量，降低了对环境的影响。同时，采用电能作为二次能源，更易实现能源架构的优化，减小了对发动机的功率需求，进而有效减少了飞机的燃油消耗。相较于传统飞机，多电飞机的电力系统更加复杂。以多电飞机的HVDC供电系统为例，其包含270V高压直流母线，28V低压直流母线和115V/400Hz交流电压母线。为实现各母线之间的电压转换和电能控制，电力电子变换器在多电飞机电力系统中得到了广泛的应用，如DC-DC变换器，DC-AC变换器，AC-DC变换器等。

多电飞机电力系统的安全性和可靠性至关重要，现代航空工业要求飞机电力系统能承受多次故障。在经受一次故障后，供电系统应仍能向全部飞机用电负载供电。而在经受两次故障后，供电系统应仍能向所有关键任务负载供电。为满足上述要求，作为电力系统重要组件的电力电子变换器也应该具备多次容错能力。实现多次容错的最简单方法是对电力电子变换器进行多台冗余备份，但冗余备份将造成系统整体体积庞大，同时导致高额的成本。为获得具有多次容错能力且成本低廉的电力电子变换器，现有文献提出了一系列变换器拓扑与控制方法，但大多针对DC-AC变换器。而对于相应DC-DC变换器的研究，较为少见。

L.Costa和G.Buticchi在标题为A Fault-Tolerant Series-Resonant DC-DC Converter(IEEE Transactions on Power Electronic,2017,32(2),pp.900-905)的文章中提出了一种拓扑重构技术，即在全桥串联谐振DC-DC变换器某一桥臂发生故障时，通过保证桥臂上管区域开路，桥臂下管区域短路，实现全桥拓扑到半桥拓扑的转化，保证变换器仍能正常工作。同时，为了保持输出电压不变，该文章在副边电路增加一辅助开关管，使得故障发生时副边结构受控切换为倍压输出结构。但该变换器仅能承受一次故障。此外，故障发生后，为保证相同的功率输出，变换器原边开关管电流应力增加，大于正常工作值，不仅增大了器件成本，也给电路参数设计带来了不便。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提出了一种具有双容错能力的全桥式LLC谐振变换器。该变换器将冗余结构和拓扑重构技术结合，仅需一个冗余备份和两个辅助二极管便可使变换器具有两次容错能力，在系统成本尽量低的基础上大大提高了变换器的可靠性和安全性。

一种具有双容错能力的全桥式LLC谐振变换器，由两个子电路和两个辅助构成，所述的子电路为全桥LLC谐振变换电路，所述的全桥LLC谐振变换电路的原边为全桥电路结构，副边为全波整流电路结构，所述的辅助二极管为功率二极管。

所述子电路的原边包括一个原边绕组，一个谐振电容，一个谐振电感，一个励磁电感和两个并联的桥臂，每个桥臂由两个带反并二极管的开关管经由一个保险丝串联组成；原边绕组的异名端通过谐振电容与其中一桥臂的下管的漏极以及相应保险丝的下端共连，原边绕组的同名端与谐振电感的一端相连，谐振电感的另一端和另一桥臂的下管的漏极以及该桥臂中相应保险丝的下端共连；励磁电感的两端与原边绕组的两端相连。所述的开关管可实现零电压开通，选择金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

所述的谐振电感为隔离变压器的原边等效漏感或外置电感；所述的励磁电感为隔离变压器的原边等效励磁电感。

优选地，所述的金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的源极与漏极两端均并联有缓冲电容，所述的缓冲电容为开关管内部的寄生电容或外置电容；此电容有利于开关管实现软开关，避免了因开关管硬开关带来的各种电磁干扰问题，同时提升了变换器效率。

所述的两个子电路中，子电路之一的副边包括第一隔离变压器的第一、第二副边绕组，第一功率二极管和第二功率二极管；第一隔离变压器的第一副边绕组的异名端与第一功率二极管的阴极相连。第一隔离变压器的第一副边绕组的同名端与第一隔离变压器的第二副边绕组的异名端相连，并与输出负载正端相连。第一功率二极管的阳极与第二功率二极管的阳极相连，并与输出负载负端相连。第二功率二极管的阴极与第一隔离变压器的第二副边绕组的同名端相连。

所述的子电路之二的副边包括第二隔离变压器的第一、第二副边绕组，第三功率二极管和第四功率二极管；第二隔离变压器的第一副边绕组的异名端与第三功率二极管的阳极相连。第二隔离变压器的第一副边绕组的同名端与第二隔离变压器的第二副边绕组的异名端相连，并与输出负载负端相连。第三功率二极管的阴极与第四功率二极管的阴极相连，并与输出负载正端相连。第四功率二极管的阳极与第二隔离变压器的第二副边绕组的同名端相连。

所述的第一辅助二极管的阳极与子电路之二的第一副边绕组的异名端以及第三功率二极管的阳极共连；第一辅助二极管的阴极与子电路之一的第一副边绕组的异名端以及第一功率二极管的阴极共连。

所述的第二辅助二极管的阳极与子电路之二的第二副边绕组的同名端以及第四功率二极管的阳极共连；第二辅助二极管的阴极与子电路之一的第二副边绕组的同名端和第二功率二极管的阴极共连。

根据实际情况，所述变换器负载两端并联有滤波电容，以获取更好的输出波形。

本发明逆变器相对于现有技术具有以下优点：

(1)本发明变换器具有双容错能力，在承受两次故障后仍能保持正常工作，正常输出额定电压与额定功率。

(2)本发明变换器在各次故障发生前后，开关管电压电流应力基本不变，简化了器件选取和电路参数设计，降低了成本。

(3)本发明变换器在各次故障发生时，电路结构自动切换，无需额外辅助开关管，简化了变换器的控制策略。

(4)本发明变换器中的功率开关管容易实现软开关，避免了由于开关管硬开关带来的各种电磁干扰问题，易于实现电路的高频化，同时有利于电路效率的提高。

(5)本发明变换器建立在成熟的技术基础之上，子电路是传统的LLC谐振电路，原边为全桥结构，副边为全波整流结构；电路采用传统LLC谐振电路的PFM调制方法，技术成熟。

本发明可用于多电飞机供电系统，实现电压变换与电能控制，或用于其他需要多次容错能力的场合，如服务器电源等。

附图说明

图1为本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图2为工作于正常模式的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图3为工作于正常模式的本发明全桥式LLC谐振变换器主要波形示意图。

图4为工作于模式2A的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图5为工作于模式2A的本发明全桥式LLC谐振变换器主要波形示意图。

图6为工作于模式2B的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图7为工作于模式3A的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图8为工作于模式3A的本发明全桥式LLC谐振变换器主要波形示意图。

图9为工作于模式3B的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图10为工作于模式3C的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

图11为工作于模式3D的本发明全桥式LLC谐振变换器示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关工作原理进行详细说明。

一种具有双容错能力的全桥式LLC谐振变换器，包括两个全桥LLC谐振电路和两个辅助二极管；全桥LLC谐振电路的原边为全桥电路结构，副边为全波整流电路结构；辅助二极管为功率二极管。

如图1所示，原边电路包括：

1)与输入电源并联的第一原边支路，由带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁，带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂，第一缓冲电容C_S1，第二缓冲电容C_S2，第一保险丝F₁组成；其中带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管的D_S1第一功率开关管S₁的源极和第一保险丝F₁的一端相连，第一保险丝F₁的另一端与带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的漏极相连(连接点为a点)，带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的源极与电源的负极相连，第一缓冲电容C_S1的两端分别与带反并联二极管D_S1的第一功率开关管S₁的漏极和源极相连，第二缓冲电容C_S2的两端分别与带反并联二极管D_S2的第二功率开关管S₂的漏极和源极相连；所述开关管S₁与S₂为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

2)与输入电源并联的第二原边支路，由带反并二极管D_S4的第四功率开关管S₄，带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₄，第三缓冲电容C_S3，第四缓冲电容C_S4和第二保险丝F₂组成；其中带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的源极和第二保险丝F₂的一端相连，第二保险丝F₂的另一端与带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的漏极相连(连接点为b点)，带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的源极与电源的负极相连，第四缓冲电容C_S4的两端分别与带反并联二极管D_S4的第四功率开关管S₄的漏极和源极相连，第三缓冲电容C_S3的两端分别与带反并联二极管D_S3的第三功率开关管S₃的漏极和源极相连；所述开关管S₃与S₄为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

3)与输入电源并联的第三原边支路，由带反并二极管D_S5的第五功率开关管S₅，带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆，第五缓冲电容C_S5，第六缓冲电容C_S6和第三保险丝F₃组成；其中带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的源极和第三保险丝F₃的一端相连，第三保险丝F₃的另一端与带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的漏极相连(连接点为c点)，带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的源极与电源的负极相连，第五缓冲电容C_S5的两端分别与带反并联二极管D_S5的第五功率开关管S₅的漏极和源极相连，第六缓冲电容C_S6的两端分别与带反并联二极管D_S6的第六功率开关管S₆的漏极和源极相连；所述开关管S₅与S₆为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

4)与输入电源并联的第四原边支路，由带反并二极管D_S7的第七功率开关管S₇，带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈，第七缓冲电容C_S7，第八缓冲电容C_S8和第四保险丝F₄组成；其中带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈的漏极与电源的正极相连，带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈的源极和第四保险丝F₄的一端相连，第四保险丝F₄的另一端与带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇的漏极相连(连接点为d点)，带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇的源极与电源的负极相连，第七缓冲电容C_S7的两端分别与带反并联二极管D_S7的第七功率开关管S₇的漏极和源极相连，第八缓冲电容C_S8的两端分别与带反并联二极管D_S8的第八功率开关管S₈的漏极和源极相连；所述开关管S₇与S₈为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

4)第一隔离变压器T₁的原边绕组N₁₁，第一谐振电感L_r1，第一谐振电容C_r1和第一励磁电感L_m1；其中谐振电容C_r1的一端接于b点，C_r1的另一端与第一隔离变压器T1的原边绕组N₁₁的异名端相连，第一隔离变压器T₁原边绕组N₁₁的同名端和第一谐振电感L_r1的一端相连，L_r1的另一端接于a点；第一励磁电感L_m1的两端与第一隔离变压器T₁的原边绕组N₁₁的两端相连，

5)第二隔离变压器T₂的原边绕组N₂₁，第二谐振电感L_r2,第二谐振电容C_r2和第二励磁电感L_m2；其中第二谐振电容C_r2的一端接于d点，C_r2的另一端与第一隔离变压器T2的原边绕组N₂₁的异名端相连，第二隔离变压器T₂原边绕组N₂₁的同名端与第二谐振电感L_r2的一端相连，L_r2的另一端接于c点；第二励磁电感L_m2的两端与第二隔离变压器T₂的原边绕组N21的两端相连。副边电路包括：

1)与输出负载并联的第一副边支路，由第一功率二极管D₁和第一隔离变压器T₁的第一副边绕组N₁₂组成；其中第一功率二极管D₁的阳极与输出负载的负端相连，第一功率二极管D₁的阴极与第一隔离变压器T₁的第一副边绕组N₁₂的异名端相连(连接点为e点)，第一隔离变压器T₁的第一副边绕组N₁₂的同名端与输出负载的正端相连。

2)与输出负载并联的第二副边支路，由第二功率二极管D₂和第一隔离变压T₁器的第二副边绕组N₁₃组成；其中第二功率二极管D₂的阳极与输出负载的负端相连，第二功率二极管D₂的阴极与第一隔离变压器T₁的第二副边绕组N₁₃的同名端相连(连接点为f点)，第一隔离变压器T₁的第二副边绕组N₁₃的异名端与输出负载的正端相连。

3)与输出负载并联的第三副边支路，由第三功率二极管D₃和第二隔离变压器T₂的第一副边绕组N₂₂组成；其中第三功率二极管D₃的阴极与输出负载的正端相连，第三功率二极管D₃的阳极与第二隔离变压器T₂的第一副边绕组N₂₂的异名端相连(连接点为g点)，第二隔离变压器T₂的第一副边绕组N₂₂的同名端与输出负载的负端相连。

4)与输出负载并联的第四副边支路，由第四功率二极管D₄和第二隔离变压器T₂的第二副边绕组N₂₃组成；其中第四功率二极管D₄的阴极与输出负载的正端相连，第四功率二极管D₄的阳极与第二隔离变压器T₂的第二副边绕组N₂₃的同名端相连(连接点为h点)，第二隔离变压器T₂的第二副边绕组N₂₃的异名端与输出负载的负端相连。

5)第一辅助二极管D₅；第一辅助二极管D₅的阳极连于g点；第一辅助二极管D₅的阴极连于e点。

6)第二辅助二极管D₆；第二辅助二极管D₆的阳极连于h点；第二辅助二极管D₆的阴极连于f点。

7)输出滤波电容C_o；输出滤波电容C_o正负端分别接在输出端口正负两端。

8)电阻负载R；电阻负载R跨接在输出端口正负两端。

图1中第一谐振电感L_r1和第二谐振电感L_r2由单独的电感构成，或由第一隔离变压器T₁的原边等效漏感和第二隔离变压器T₂的原边等效漏感构成；第一励磁L_m1和第二励磁电感L_m2由第一隔离变压器T₁的原边等效励磁电感和第二隔离变压器T₂的原边等效励磁电感构成。

图1中第一缓冲电容C_S1、第二缓冲电容C_S2、第三缓冲电容C_S3、第四缓冲电容C_S4、第五缓冲电容C_S5、第六缓冲电容C_S6、第七缓冲电容C_S7、第八缓冲电容C_S8由单独的电容构成，或者由带反并二极管D_S1的第一功率开关管S₁漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S2的第二功率开关管S₂漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S3的第三功率开关管S₃漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S4的第四功率开关管S₄漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S5的第五功率开关管S₅漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S6的第六功率开关管S₆漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S7的第七功率开关管S₇漏极与源极间的寄生电容、带反并二极管D_S8的第八功率开关管S₈漏极与源极间的寄生电容构成。

本发明全桥式LLC谐振变换器采用传统的全桥LLC谐振变换器PFM调制方法，根据经受故障次数的不同，共分为三个工作模式：

1)模式1，正常工作模式：如图2所示，变换器未发生故障，仅子电路之一参与工作，原边包含带反并二极管的第一至第四功率开关管S₁-S₄，第一、第二保险丝F₁、F₂，第一隔离变压器T₁的原边绕组N₁₁，第一励磁电感L_m1,第一谐振电感L_r1以及第一谐振电容C_r1；副边包含副边第一支路与副边第二支路，即第一、第二功率二极管D₁、D₂以及第一隔离变压器T₁的第一、第二副边绕组N₁₂和N₁₃；此模式下，变换器工作原理与全波整流的全桥LLC谐振变换器相同，原边开关管S₁、S₃的驱动均为d₁，S₂、S₄的驱动均为d₂，d₁和d₂互补且均为50％占空比，副边二极管D₁和D₂交替工作，变换器在正常模式下的关键工作波形如图3所示。

2)模式2，一次故障模式：在正常工作模式时，若任一原边支路上的开关管发生故障，则变换器进入一次故障模式。根据故障支路的位置的不同，模式2可分为模式2A与模式2B两种状态。当故障位于第一原边支路，变换器工作于模式2A；当故障位于第二原边支路，变换器工作于模式2B。

如图4所示，假设故障位于第一原边支路，如第二功率开关管S₂在正常工作时发生故障后短路，第一保险丝F₁将由于短路造成的大电流熔断,变换器切换至模式2A工作。子电路之一停止工作，即第一至第四功率开关管S₁-S₄的驱动被封锁。同时，子电路之二开始工作，原边包含带反并二极管的第五至第八功率开关管S₅-S₈，第三和第四保险丝F₃、F₄，第二隔离变压器T₂的原边绕组N₂₁,第二励磁电感L_m2,第二谐振电感L_r2以及第二谐振电容C_r2；副边包含副边第三支路与副边第四支路，即第三、第四功率二极管D₃、D₄以及第二隔离变压器T₂的第一、第二副边绕组N₂₂和N₂₃；此模式下，变换器工作原理与模式1基本相同，原边开关管S₅、S₇的驱动均为d₁，S₆、S₈的驱动均为d₂，d₁和d₂互补且均为50％占空比，副边二极管D₃和D₄交替工作，变换器在模式2A下的关键工作波形如图5所示。

如图6所示，假设故障位于第二原边支路，如第三功率开关管S₃在正常工作时发生故障后短路，第二保险丝F₂将由于短路造成的大电流熔断,变换器切换至模式2B工作。与模式2A相同，子电路之一停止工作，子电路之二开始工作，其工作原理、驱动配置和工作波形与模式2A完全相同，不再赘述。

3)模式3，二次故障模式：在一次故障的基础上，若第三或第四原边支路任一发生故障，变换器进入二次故障模式。同样根据故障所处的原边支路的不同，模式3共有2×2＝4种分类，分别为模式3A(故障位于第一和第三原边支路)、模式3B(故障位于第一和第四原边支路)、模式3C(故障位于第二和第三原边支路)、模式3D(故障位于第二和第四原边支路)。

如图7所示，在模式2A的基础上，假设第三原边支路发生故障，如第六功率开关管S₆发生故障后短路，第三保险丝F₃因而熔断，变换器切换至模式3A工作。此时，未发生故障的第二、第四原边支路，第一、第二隔离变压器T₁、T₂，第一、第二谐振电感L_r1、L_r2,第一、第二励磁电感L_m1、L_m2，第一、第二谐振电容C_r1、C_r2与第一、第二副边辅助二极管D₅、D₆参与工作，形成原边并联副边串联的双半桥LLC谐振变换器结构。S₃与S₄,S₇与S₈互补导通，且占空比均为50％，其中S₃和S₇的驱动为d₁,S₄和S₈的驱动为d₂。模式3A下的变换器关键工作波形如图8所示。

如图9所示，在模式2A的基础上，假设第四原边支路发生故障，如第七功率开关管S₇故障后短路，第四保险丝F₄因而熔断，变换器切换至模式3B工作。类似地，未发生故障的第二、第三原边支路，第一、第二隔离变压器T₁、T₂，第一、第二谐振电感L_r1、L_r2,第一、第二励磁电感L_m1、L_m2，第一、第二谐振电容C_r1、C_r2与第一、第二副边辅助二极管D₅、D₆参与工作，形成原边并联副边串联的双半桥LLC谐振变换器结构。S₃与S₄,S₅与S₆互补导通，且占空比均为50％，其中S₃和S₅的驱动为d₁,S₄和S₆的驱动为d₂。

如图10所示，在模式2B的基础上，假设第三原边支路发生故障，如第五功第六功率开关管S₆发生故障后短路，第三保险丝F₃因而熔断，变换器切换至模式3C工作。此模式下，未发生故障的第一、第四原边支路，第一、第二隔离变压器T₁、T₂，第一、第二谐振电感L_r1、L_r2,第一、第二励磁电感L_m1、L_m2，第一、第二谐振电容C_r1、C_r2与第一、第二副边辅助二极管D₅、D₆参与工作，形成双半桥LLC谐振变换器结构。S₁与S₂,S₇与S₈互补导通，且占空比均为50％，其中S₁和S₇的驱动为d₁,S₂和S₈的驱动为d₂。

如图11所示，在模式2B的基础上，假设第四原边支路发生故障，如第七功率开关管S₇故障后短路，第四保险丝F₄因而熔断，变换器切换至模式3D工作。此模式下，未发生故障的第一、第三原边支路，第一、第二隔离变压器T₁、T₂，第一、第二谐振电感L_r1、L_r2,第一、第二励磁电感L_m1、L_m2，第一、第二谐振电容C_r1、C_r2与第一、第二副边辅助二极管D₅、D₆参与工作，形成双半桥LLC谐振变换器结构。S₁与S₂,S₅与S₆互补导通，且占空比均为50％，其中S₁和S₅的驱动为d₁,S₂和S₆的驱动为d₂。

模式3B-3D时变换器的工作波形与图9所示的模式3A的关键工作波形类似，不再给出。表1给出了各个工作模式对应的故障状态与各功率开关管在不同模式下的驱动,其中0表示驱动封锁，1表示对应开关管故障后短路。

表1本发明变换器各个模式对应故障状态与各开关管驱动