用于降低变压器的芯中的直流磁通分量的装置和方法

摘要

用于降低变压器的芯（1）中的直流磁通分量（Φ

说明书

技术领域

本发明总地涉及如在能量传输与分配网络中使用的电变压器，尤其涉及用于降低变压器的芯中的直流磁通分量的装置和方法，其具有：测量装置，所述测量装置以测量信号的形式提供在变压器的芯中流动的直流磁通分量；补偿绕组，所述补偿绕组与所述变压器的芯磁耦合；开关单元，所述开关单元与所述补偿绕组电串联地布置在电流路径中，以便将电流馈入到补偿绕组中，所述电流的作用与所述直流通量分量相反；其中所述开关单元能够借助由控制装置提供的控制参量来控制。此外，本发明涉及一种用于改装变压器的方法。

背景技术

在如在能量传输与分配网络中使用的电变压器情况下，可能发生直流电流到初级绕组或次级绕组中的不希望的馈入。这样的直流电流馈入——下面也称为DC分量——例如可能起因于如当今在控制电驱动装置时或也在无功功率补偿时使用的功率电子结构部件。另一原因可能是所谓的“地磁感应电流”（下面也简称为GIC)。DC-馈入和GIC也可以同时在变压器中存在。

DC分量或GIC在变压器芯中导致直流磁通分量，所述直流磁通分量与交变通量叠加。发生芯中磁性原料的非对称调节，这随之带来一系列缺点。几安培的直流电流已经导致损耗的显著增加（例如20%-30%）。发热问题尤其在大的GIC的情况下出现。变压器中的局部发热可能损害绕组绝缘的寿命。此外，在运行时发生提高的噪声放射，该噪声放射尤其当变压器被安装在住宅区附近时被感觉为是特别干扰的。

为了进行DC-补偿或者降低变压器的运行噪声，已知不同的有源地和无源地起作用的装置。在WO 2012/041368A1中例如提出，利用在补偿绕组中感生的电压并且将其考虑用于干扰性直流磁通分量的补偿。这借助电子开关单元引起，所述开关单元通过半导体开关元件的脉冲控制产生脉冲式补偿电流，所述补偿电流被馈入到补偿绕组中。接通时刻在此由在补偿绕组中感生的电压的相位来触发。接通持续时间根据传感器信号来定，其检测待补偿的直流通量分量并且将直流通量分量作为测量信号来提供。在此，不需要单独的能量源。作为开关元件例如可以使用晶闸管，所述晶闸管被点火并且然后自动在电流过零时又截止。补偿电流的参量可以通过相位角来调节。

但半导体开关元件的寿命与温度强烈相关。为了保护以防超负荷，需要冷却装置。最大可能的变热限制允许通过晶闸管引导的最大电流。另一个问题是在补偿绕组中感生的电压，该电压在实际上当前将DC-补偿的应用限制到690V上。但在如例如对于HGÜ（高压直流电传输）所使用的非常大的变压器的情况下，在补偿绕组上的绕组电压远远高于690V。虽然当今可以考虑晶闸管针对5kV、8kV和在这之上的应用，但成本耗费是高的。因此，直流通量补偿的目前为止发展的解决方案仅仅覆盖低电压方针的范围。借助半导体技术的当前可能性，因此仅仅能够受限地实现直流通量补偿的应用。此外，在DC-补偿设备中的可靠性不令人满意。由半导体开关装置连同冷却装置可预期的寿命与应在数十年上可靠地起作用的功率变压器的寿命相比小多了。但另一方面，恰恰在功率变压器中存在实用的直流通量补偿的大的需求，所述直流通量补偿在长的运行时间段上可靠地起作用，技术上简单地构造并且能够成本适宜地制造。

发明内容

本发明的任务是，说明一种用于降低变压器的芯中的磁通的直流通量分量的装置和方法，其中在对于变压器在能量传输与分配网络中的实践应用中能够实现尽可能高的可靠性并且所述实现尽可能简单。本发明的另一个任务是，说明一种用于借助直流通量补偿改装或加装变压器的方法。

在设备方面，所述任务借助权利要求1的特征来解决，并且在方法方面借助专利权利要求6的特征来解决，或者对于用于改装的方法借助权利要求10的特征来解决。本发明的其他有利的构型、方面和细节由分别从属的权利要求、说明书和附图得出。

根据本发明的基本思想，为了产生补偿电流，目前为止在现有技术中使用的功率电子设备通过以下结构部件来取代，所述结构部件仅仅基于磁作用原理。

本发明从一种用于降低变压器的芯中的直流磁通分量（Φ_DC）的装置出发，所述装置包括以下：

- 测量装置，所述测量装置提供与所述直流磁通分量（Φ_DC）相应的测量信号，

- 补偿绕组，所述补偿绕组与所述变压器的芯磁耦合，其中在所述芯中流动的磁通在所述补偿绕组中感生电压（U_K），

- 开关设备（5），所述开关设备与所述补偿绕组电串联地布置在电流路径中，

- 控制装置，所述控制装置借助控制参量控制所述开关设备，使得所述开关设备在接通时刻可切换到导通状态，其中所述接通时刻与所述测量信号有关并且与所述补偿绕组（K）中的电压网络同步、也即相位同步，由此，电流被馈入到所述补偿绕组（K）中，所述电流的作用与所述直流通量分量（Φ_DC）相反。

与目前为止在半导体技术中实施的开关设备不同，根据本发明的开关设备由磁芯和与所述芯磁耦合的绕组装置组成；所述绕组装置可以仅仅由控制绕组和工作绕组组成。控制电流馈入到控制绕组中，使得芯的磁饱和状态可通过所述控制参量来改变。通过在芯中的饱和状态的改变，可以使开关单元在导通状态和不导通状态之间切换。结果，由此实现与目前为止通过半导体实现的类似的开关功能。下面，磁性作用的开关设备因此也称作“感应”开关或“磁”开关。

在DC-补偿中，功率电子结构部件的省去是一个大的优点。由此，DC-补偿设备的可靠性增大并且具有相对更高的寿命。技术结构是非常简单的，能够借助非常低的成本实现并且无磨损地工作。

直流通量补偿的应用界限可以向上移动：在补偿绕组上存在的电压不再是界限，所述电压现今在实践中在大约700V的情况下对于借助半导体的直流通量补偿的应用是障碍。本发明也能够实现直流通量补偿在更高的电压的情况下并且因此在非常大的功率的变压器——例如HGÜ-变压器的情况下的应用。

可以产生相对更大的补偿电流并且将其馈入到补偿绕组中。目前为止，所述馈送电流受半导体的功率能力，例如受晶闸管上的最大的允许的损耗功率限制。根据本发明的装置也开创了对于GIC-补偿的应用。

在一种关于简单性方面特别优选的实施中可以规定，所述绕组装置由控制绕组和工作绕组构成，所述控制绕组与控制单元连接，所述工作绕组整合到所述电流路径中。由此形成磁放大器，所述磁放大器通过芯材料的磁控制来控制工作绕组的电感。该电路装置可简单地并以非常低的成本制造。

一种实施可以是有利的，其中所述控制绕组由多个辅助绕组构成，所述多个辅助绕组串联连接并且它们的布置被选择成，使得在连接端子处感生电压为零。

一种实施可以是特别有利的，其中所述工作绕组被构造成，使得其同时用作用于在所述电流路径中进行电流限制的装置。也即，在导通状态中磁放大器用作扼流圈。该扼流圈的自感被安排成，使得该自感引起在电流路径中的电流限制。于是，对于电流限制，不再需要单独的扼流圈。

通过以下方式得出另一个优点，即由绕组装置和磁芯构成的开关设备可以容易地安置在变压器容器内。由此，将包含在容器中的绝缘与冷却液同时用于开关设备的绕组的非常有效的冷却。所述可靠的并且同时简单的冷却能够实现将应用范围扩展到非常高的补偿电流。

本发明也涉及一种用于改装变压器的方法，其中所述变压器的芯配备有补偿绕组或在扩装的过程中配备这样的补偿绕组。后者可以在维护静止状态过程中进行，在所述维护静止状态中，绝缘与冷却液部分地被排出并且补偿绕组装配在芯上。根据本发明，为了产生所述补偿电流（I_K）的目的，不使用半导体电路，而是使用以上描述的“磁作用的”开关装置。结果，通过简单的方式即使在已经处于运行中的变压器的情况下也在事后使直流通量分量显著降低或者完全消除。

在加装或改装中有利的是，磁作用的开关装置又被布置在变压器容器中，使得存在的绝缘与冷却液除了冷却初级绕组与次级绕组之外也同时冷却“磁作用的”开关装置的绕组装置。因为根据本发明的开关装置仅仅要求小的结构体积，所以在所述容器内的布置是不成问题的。

附图说明

在本发明的进一步阐述中，在说明书的后续部分中参考附图，由所述附图根据非限制性的实施例可得出本发明的其他有利的构型、细节和扩展方案。其中：

图1示出电路框图，根据该电路框图总地说明借助脉冲控制的开关单元进行直流通量补偿以便产生补偿电流的作用原理；

图2示出图1的电路框图中的补偿电流的时间变化过程；

图3示出根据本发明的具有构造为磁放大器的磁开关的装置；

图4示出B-H特征曲线图，其说明磁开关的作用原理；

图5示出磁开关的第一实施例；

图6示出磁开关的第二实施例；

图7示出磁开关的第三实施例。

具体实施方式

为了阐述本发明的实施，应根据图1和图2简略地示出借助脉冲控制的开关元件进行直流通量补偿的作用原理。在图1中，补偿绕组K作为电压源U_K绘出，也即贯穿补偿绕组K的工作交变通量在该补偿绕组中感生电压U_K，该电压存在于补偿绕组K的端子K1、K2上。该电压U_K作为用于产生补偿电流I_K的能量源使用。不存在单独的能量源。补偿电流的产生通过脉冲控制的开关单元5来实现。该开关单元5在电流路径6中与补偿绕组K串联。在电流路径6中还存在扼流圈2。扼流圈2用于限制电流路径6中的电流i，其方式是，该扼流圈在接通瞬间通过其电感L限制电流增加。为了现在补偿变压器的芯1中的直流磁通分量Φ_DC，由控制单元9网络同步地、但在接通时刻可变地脉冲控制开关5，使得在电流路径6中形成具有谐振动的电流，该电流包含直流分量，该直流分量在其作用方面抵抗变压器的芯中的所不期望的直流通量Φ_DC。如已经所述的那样，在所述作用原理中不需要电池或电容器形式的外部能量源，能量来自于所感生的电压U_K自身。开关单元5可以由半导体构成，如其例如在一开始提到的WO>

图2示出脉冲式直流电流的时间变化过程。在端子K1、K2上存在电压U(t)=U_Ksin(ω*t)。直至点火时刻t_x，开关5是断开的，因此i=0。从点火时刻t_x起，开关5闭合并且保持闭合直至下一电流过零（T-t_x）。得出电流在区间[t_x,T-t_x]中的时间变化过程为i(t)=U_K/ω*L(cos(ω*t_x)-cos(ω*t))。

下面详细阐述“磁开关”的作用原理。

图3示出根据本发明的用于补偿未详细示出的变压器的芯1中的直流磁通分量Φ_DC的装置的一个实施例。在图3中可以看出软磁芯1的一个区段，该软磁芯与补偿绕组K耦合。除交变通量之外，干扰性的直流磁通量Φ_DC也按份额地在芯1中流动。

为了补偿该直流通量分量Φ_DC，该直流通量分量必须首先在大小和方向方面已知。用于测量直流通量分量Φ_DC的一种可能性例如在PCT/EP2010/054857中提出，该文献按照“磁旁通”的方式工作：借助铁磁分路部分（Nebenfluss-Teil）将主磁通的一部分在变压器芯上分支并且在下游又供给。由所述分支的并且在分路中引导给芯的通量分量，或者直接地或者间接地确定由分路支路桥接的芯区段中的磁场强度。磁场强度的或者磁激励的所述检测可靠地起作用并且特别适合于长时间应用。但其他方法也是适合的。

为了减小直流通量分量Φ_DC的作用，根据本发明在图3中在端子K1和K2上连接开关装置，借助所述开关装置，可以在无外部能量源的情况下产生补偿电流I_K并且将其馈入到补偿绕组K中。与现有技术不同，该装置不具有功率电子结构部件。该装置基本上由进行电流控制的功率-磁放大器4组成。该磁放大器4用作脉冲控制的开关，也即该磁放大器的控制绕组3被加载控制电流11，该控制电流在其大小方面可变并且由电网触发，由此在电流路径6中实现开关功能。在电流路径6中三个电感20、2和K布置在串联电路中，其中电感K在图3中不作为符号而是示意性地绘出。

在实际实施中，在图3的示图中，在点划线以下的组件不位于变压器容器的内部空间14中，而是在外面。

电流限制-扼流圈2和磁放大器4的工作绕组20也可以综合成一个电感L。

下面详细阐述补偿电流I_K的产生和到补偿绕组K中的馈入。

如所述的那样，补偿电流I_K的产生通过磁作用的开关装置5根据磁放大器的方式来实现。该磁放大器基本上由绕组装置3、20组成，所述绕组装置由控制绕组3和工作绕组20构成，控制绕组3和工作绕组20与磁芯10耦合。芯10是封闭的并且不具有气隙。芯10中的磁材料借助在控制绕组3中流动的控制电流11预磁化，也即被控制在饱和状态和非饱和状态之间。

图4根据芯10的B-H特征曲线示出开关装置的作用原理。实线示出未点火的状态，虚线示出接通的状态：

如果芯10不在饱和中，也即电感是大的，则阻抗是大的并且在电流路径6中仅仅非常小的激励电流I₀流动。开关5可以被视为截止的或者断开的。

如果使芯10在时刻t_x开始借助控制绕组3部分地、然后完全地（见图4中的点P_x）进入到饱和中，则电感强烈下降并且开始在电流路径6中流动越来越大的电流I_K。与该电流I_K关联的通量将芯10的磁材料保持在饱和中，使得不再需要并且可以关断通过控制绕组3中的电流11的初始点火。（该导通特性类似于晶闸管：一次点火的晶闸管不再能够通过控制端子来控制，尤其不再能够被熄灭）。因此，在该状态中，开关设备5处于导通状态中，即开关5是闭合的。该接通状态一直持续，直至达到交变电流过零。然后，通过电流中断并且对于下一开关过程必须重新点火开关5。扼流圈2在接通状态中用于电流限制。

视对于GIC-补偿或者DC-补偿所需的补偿电流I_K的大小和方向而定地，控制接通时刻t_x，使得在补偿绕组K中的脉冲式电流的所得的算术平均值引起所期望的Φ_DC补偿作用。接通时刻t_x确定GIC-补偿或者DC-补偿作用的程度。相位同步地、也即与补偿绕组K中的电压同步地触发该“点火”过程或接通过程。因此，控制绕组3的通电类似于半导体的接通，例如晶闸管的点火。如在晶闸管中那样，在“点火”之后出现通过电流，该通过电流又自主地熄灭。首先，磁开关5自身保持在饱和中直至电流过零或者接近电流过零，在那里，铁圈的饱和又被消除。然后，磁开关又具有高的电感并且可以被视为截止的，也即在其开关状态中被视为断开的开关。

如上面所示的那样，控制电流11的馈入一方面与电网同步地进行，另一方面，控制电流11的大小和方向的预给定根据待补偿的直流磁通分量Φ_DC来进行。因此，在输入侧给控制装置9供给两个信号：第一，补偿绕组K的在端子K1、K2上存在的感生电压U_K，由此，可以网络同步地、也即与补偿绕组中的电压U_K相位同步地预给定接通时刻，以及第二，测量信号8，所述测量信号来自于测量装置7，所述测量装置探测直流磁通分量Φ_DC。这两个信号8、14的检测和处理是已知的并且例如可以由已经在上面提及的PCT/EP2010/054857得出。

磁作用的开关5可以不同地实施：

图5示出根据本发明的开关5的可能的第一实施方式。示例性地以单相套芯形式示出开关单元5的芯10。为简单起见，图5仅仅示出对称右半部。中间的臂12承载磁放大器4的工作绕组20。通过芯10，控制绕组3和工作绕组20相互磁耦合。控制绕组3由多个单绕组或辅助绕组3a、3b、3c、3d组成。所述辅助绕组3a、3b、3c、3d在上方和在下方布置在1-臂芯的窗13中。辅助绕组借助其绕组端部相互连接，使得芯10的磁材料可以根据辅助绕组装置3a、3b、3c、3d中的直流电流的方向在饱和与非饱和之间切换。

图6示出磁放大器的第二实施方式，其中在窗中在上方布置有两个辅助绕组3a、3b，它们以相反的绕组方向但相同的绕组数目串联连接。磁放大器5中的通量Φ_h感生电压，所述电压于是得出为零。这使控制电流11的馈入变得容易。

图7示出磁放大器的第三实施方式，其中借助控制绕组或辅助绕组3并且通过气隙L，根据所期望的开关行为来改变磁放大器4的芯10中的饱和。通过气隙的耦合输入引起：能够在尽可能小的感生电压的情况下实现辅助绕组通电的关断。

如已经所述的那样，根据本发明的无半导体的开关设备5具有以下大的优点：即可以实现更高的可靠性和运行安全性。本发明能够实现DCC（Direct Current Compensation：直接电流补偿）技术在非常高功率级别的变压器中的应用。借助低的技术耗费能够实现补偿绕组上的相对高的电压。该应用不再限于低电压方针内的电压，也即至690V。功率-磁放大器可以用于补偿GIC，在那里需要相对高的补偿电流。这到目前为止是不可能的，因为晶闸管的应用由于损耗功率而不仅在技术上受限，而且在经济上几乎不合理。此外，难以借助半导体开关装置在长的运行时间段上保证所要求的可靠性。由于在容器内部中的布置，不需要如在半导体开关元件中总是迫切需要的、大的冷却体和可能的鼓风机冷却。

另一个优点是，根据本发明的开关可以安装到变压器容器中，这随之带来液体冷却的优点。高效的并且可靠的冷却能够实现直流通量补偿在非常大功率的变压器中的、例如针对HGÜ-变压器的应用。

为了产生补偿电流，在补偿绕组中感生的电压用作能量源。不需要单独的能量存储装置，如电池或电容器。

此外有利的是，根据本发明，所述开关设备基本上由如在变压器结构中一般也使用的材料构成（绝缘绕组线、软磁芯材料）。这些材料的处理对于变压器制造商而言是熟悉的。制造中的成本与借助半导体的解决方案相比低得多。与以下半导体开关——在所述半导体开关的情况下肯定预计少于15年的寿命——相比，根据本发明的“电感开关”具有相对更高的寿命。在能量供给与分配的电网中使用的电变压器是长期的投资货品，对所述投资货品要求高的寿命和可靠性。对于客户、也即电网运营商而言，功率电子结构部件的省去是受欢迎的，因为客户的目光始终集中在可靠性和长的寿命。

总之可以说，通过本发明，功率电子设备已经过时，并且完全可以通过无源的解决方案来取代。因此，为了补偿直流通量分量，不再需要半导体器件，而是仅仅需要用于控制开关装置的控制电子设备和用于检测直流通量分量的测量装置。

附图标记列表

1 变压器芯

2 用于电流限制的扼流圈

3 控制绕组

3a、3b、3c、3d 辅助绕组

4 磁放大器

5 开关装置

6 电流路径

7 测量装置

8 测量信号

9 控制装置

10 芯

11 控制参量、控制电流

12 10的中间臂

13 窗

14 内部空间

20 工作绕组

K 补偿绕组

K1、K2 补偿绕组的端子

K3、K4 控制绕组的端子

U_K>

I_K>

I₀>

Φ_DC>

Φ_h>

B 通量密度

H 场强

U 电压

T、t 时间

L 电感