一种适用于时频双选择性衰落信道的新型广义多载波通信方法

摘要

本发明属于广义多载波通信技术领域，具体涉及一种适用于时频双选择性衰落信道的新型广义多载波通信方法。包括：步骤一：在发射端对信号源产生的数据进行数字映射；步骤二：把串行的数据流经过串并转换，变为K路并行的数据流，并把这K路数据流分配到K路子载波上等。本发明使系统的抗时间选择性衰落的性能得到了明显的改善，并且信号收发端的相对速度越大，即信道的时间选择性衰落越严重，系统的改善效果越明显；另一方面，由于GFDM系统是滤波器组多载波通信技术的一种，成型滤波器的滚降系数越小，系统的改进效果要比滚降系数较大时的要好。

说明书

技术领域

本发明属于广义多载波通信技术领域，具体涉及一种适用于时频双选择性衰落信道的新型广义多载波通信方法。

背景技术

广义频分复用技术(GFDM)是为了应对5G移动通信中多样化的应用场景和业务需求而提出的一种新型多载波调制技术，它是正交频分复用技术(OFDM)的一种广义化技术。由于5G应用场景多样化的业务需求，诸如更快的数据数率、更低的端到端时延、更高的系统容量、大规模设备连接和始终如一的用户体验质量等要求使得4G移动通信中原有的多载波技术不再适用于下一代的移动通信。因此，一种崭新的、能够根据不同的通信场景来进行灵活设计的多载波调制技术一方面能够适合第五代移动通信的各种需求，另一方面，也能够最大程度的节约有限的资源。

2009年，Gerhard Fettweis的团队在文献1《GFDM-Generalized FrequencyDivision Multiplexing》中第一次提出GFDM系统的框架结构，主要说明了GFDM系统相比于OFDM系统在峰均功率比和带外功率抑制方面的优势。

2012年,文献2《GFDM Interference Cancellation for Flexible CognitiveRadio PHY Design》针对GFDM系统中的自干扰问题提出了单边和双边的串行干扰消除算法，所谓的串行就是干扰消除是从第1个子载波到第K个子载波依次进行的，这两种方法可以有效的消除系统中的自干扰，使得GFDM系统在AWGN信道中的BER能够与OFDM系统相媲美。

2016年，文献3《Performance of GFDM over Frequency-Selective Channels》分析了GFDM系统子载波间干扰(ICI)产生的原理，并通过采用双边干扰消除算法进行消除，来保证系统在在频率选择性衰落信道中的误符号性能能够达到OFDM系统的标准。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在GFDM系统(或信号)现有优点的基础上对其进行改进，提高其在时间选择性衰落信道和时间频率双选择性衰落信道中的抗时间选择性衰落的能力适用于时频双选择性衰落信道的新型广义多载波通信方法。

本发明的目的是这样实现的：

GFrDM系统中包含K个子载波，每个子载波上包含有M个子载波，K，M均为整数，且M为奇数，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一：在发射端对信号源产生的数据进行数字映射；

步骤二：把串行的数据流经过串并转换，变为K路并行的数据流，并把这K路数据流分配到K路子载波上；

步骤三：对每一路子载波上的数据进行GFrDM调制，首先，对数据进行N倍的上采样，取N＝K；其次，对数据进行成型滤波，采用的滤波器为RC或RRC滤波器；最后，把滤波后的数据调制到对应的载频上，把滤波后的数据与chirp基函数相乘；

步骤四：把K路子载波上的信号叠加得到GFrDM信号，进行加循环前缀(CP)操作后便可以进行发送；

步骤五：在接收端接收到步骤四发送的信号后，对信号进行去除CP操作；

步骤六：对去除CP后的信号进行GFrDM解调操作，GFrDM解调一共包括三步：首先，对得到的信号进行下变频操作，就是把步骤六中得到的数据与chirp基函数相乘即可，得到K路信号；其次，对每一路载波上的信号进行成型滤波，这里的滤波器与发射端的滤波器存在某种联系，可以很好的获得；最后，对滤波后的信号进行N倍的降采样，同样的为了处理方便，取N＝K；

步骤七：选择最优变换阶次，最优阶次确定后反馈至发送端，发送端和接收端在该变换阶次对应的变换域内进行信号的传输，使得系统的性能达到最佳；

步骤八：结合步骤七中选出的最优变换阶次进行信道估计和均衡；

步骤九：对均衡后的信号进行并串转换操作得到一路串行信号，之后再进行逆映射操作得到原始的发射信号，完成信号的整个传输过程。

本发明的有益效果在于：

本发明是在GFDM系统现有的基础上，对其发射端的GFDM调制模块和接收端的GFDM解调模块进行改进的。

在这两个模块中引入分数阶傅里叶变换核函数K_α(n,k)替换原来的正弦基函数exp(-jω_kt)作为信号调制和解调的基函数，使得子载波频率不再是原来的f_k＝k/K，而是f_α,_k＝|cosα|n/(2N)-k/K，随着时间n而变换，可以很好的匹配信道的时变特性。

由于新的基函数有一旋转角度变量α，这个变量对应的是系统进行信号传输的“域”，对应不同的信道特征，最适合系统通信的“域”不同，即变量α的取值不同，因此在本发明中还提出了系统最优变换阶次的选取方法。

通过使得信号的载频具有时变特性以及最优变换阶次的选择这两步使得GFDM系统的抗时间选择性衰落的能力得到了很好的改善。系统的改善效果主要是通过系统在衰落信道中的误比特性能来衡量。从仿真结果可以证明，系统的抗时间选择性衰落的性能得到了明显的改善，并且信号收发端的相对速度越大，即信道的时间选择性衰落越严重，系统的改善效果越明显；另一方面，由于GFDM系统是滤波器组多载波通信技术的一种，成型滤波器的滚降系数越小，系统的改进效果要比滚降系数较大时的要好。

附图说明

图1是广义分数阶频分复用(GFrDM)系统示意图。

图2是GFrDM调制模块示意图。

图3是GFDM系统和GFrDM系统在AWGN信道中的BER对比图。

图4是滤波器滚降系数为0.1时系统在3径时变多径信道中改进前后的BER对比图。

图5是滤波器滚降系数为0.5时系统在3径时变多径信道中改进前后的BER对比图。

图6是滤波器滚降系数为0.1时系统在5径时变多径信道中改进前后的BER对比图。

图7是滤波器滚降系数为0.5时系统在5径时变多径信道中改进前后的BER对比图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明做进一步描述。

本发明涉及的适用于时频双选择性衰落信道的新型广义多载波通信技术全称为广义分数阶频分复用技术(Generalized Fractional Division Multiplexing,GFrDM)。这是一种通信系统信号的发射和接收技术。

GFrDM系统中包含K个子载波，每个子载波上包含有M个子载波，K，M均为整数，且M为奇数。

步骤一：在发射端对信号源产生的数据进行数字映射(如QPSK映射)；

步骤二：把串行的数据流经过串并转换，变为K路并行的数据流，并把这K路数据流分配到K路子载波上；

步骤三：对每一路子载波上的数据进行GFrDM调制，GFrDM调制一共包括三步：首先，对数据进行N倍的上采样，为了处理方便一般取N＝K；其次，对数据进行成型滤波，这里采用的滤波器一般为RC或RRC滤波器；最后，把滤波后的数据调制到对应的载频上，就是把滤波后的数据与chirp基函数相乘即可；

步骤四：把K路子载波上的信号叠加得到GFrDM信号，进行加循环前缀(CP)操作后便可以进行发送；

步骤五：在接收端接收到步骤四发送的信号后，对信号进行去除CP操作。

步骤六：对去除CP后的信号进行GFrDM解调操作，GFrDM解调一共包括三步：首先，对得到的信号进行下变频操作，就是把步骤六中得到的数据与chirp基函数相乘即可，得到K路信号；其次，对每一路载波上的信号进行成型滤波，这里的滤波器与发射端的滤波器存在某种联系，可以很好的获得；最后，对滤波后的信号进行N倍的降采样，同样的为了处理方便，取N＝K。

步骤七：选择最优变换阶次，最优阶次确定后反馈至发送端，发送端和接收端在该变换阶次对应的变换域内进行信号的传输，使得系统的性能达到最佳。

步骤八：结合步骤七中选出的最优变换阶次进行信道估计和均衡。

步骤九：对均衡后的信号进行并串转换操作得到一路串行信号，之后再进行逆映射操作得到原始的发射信号，完成信号的整个传输过程。

下面对本发明中的主要三个模块的数学模型进行介绍

(2.1)信号的GFDM调制过程可表示为：

x＝A_-αd>

式中：d＝[d_0,0,d_1,0,…,d_K-1,0,d_0,1,…,d_K-1,M-1]，是发送端数字映射后的传输数据；A是发送端大小为N×N的GFDM调制矩阵：

A_-α＝(g_0,0,g_1,0,…,g_K-1,0,g_0,1,…g_K-1,M-1)>

g_k,m[n]＝g[(n-mK)modN]K_α(n,k)(3)

式中：K，M分别是子载波数和子符号数；N＝KM为GFDM信号长度；α为分数阶傅里叶变换的旋转角度。

(2.2)信号的GFDM解调过程可表示为：

式中：r＝[r₀,r₁,…,r_N-1]是接收端去除循环前缀(CP)后的数据向量；B_α是接收端GFDM解调矩阵。在GFDM系统的接收端有三种接收方式：匹配滤波接收(MFR)、迫零接收(ZFR)和最小均方误差接收(MMSER)，这三种方式中解调矩阵B_α可以直接通过调制矩阵A_-α求解得到：

匹配滤波接收：

迫零接收：

最小均方误差接收：式中是高白噪声方差。I为N×N的单位矩阵

(2.3)本发明中定义一个目标函数，通过选择使该目标函数取最小值时的旋转因子α来选择该系统的最优变换域。该系统中用来选择系统最优分数阶傅里叶变换阶次的目标函数定义为：

式中：和分别表示分数阶傅里叶变换域等效传输矩阵H_α对角线上和对角线外的元素组成的矩阵，即它们分别对应有用信号和子载波间的干扰信号H_α＝B_αH′A_-α为N×N矩阵。下面将给出矩阵H_α的数学模型表达式。

假设信道矩阵为H，GFDM信号x_GFDM在发射端加入CP后发送出去，经过信道传输之后在接收端接收到的信号假设为：

r＝H·x_cp+η>

在接收端去除CP后的信号可以进一步表示为：

r＝H′·x_GFDM+η(8)

式中：H′包含了加入CP和去除CP的过程

将公式(8)代入公式(5)中有：

GFrDM系统中包含K个子载波，每个子载波上包含有M个子载波，K，M均为整数，且M为奇数。

步骤一：在发射端对信号源产生的数据进行数字映射(如QPSK映射)；

步骤二：把串行的数据流经过串并转换，变为K路并行的数据流，并把这K路数据流分配到K路子载波上；

步骤三：对每一路子载波上的数据进行GFrDM调制，GFrDM调制一共包括三步：首先，对数据进行N倍的上采样，为了处理方便一般取N＝K；其次，对数据进行成型滤波，这里采用的滤波器一般为RC或RRC滤波器；最后，把滤波后的数据调制到对应的载频上，就是把滤波后的数据与chirp基函数相乘即可；

步骤四：把K路子载波上的信号叠加得到GFrDM信号，进行加循环前缀(CP)操作后便可以进行发送；

步骤五：在接收端接收到步骤四发送的信号后，对信号进行去除CP操作。

步骤六：对去除CP后的信号进行GFrDM解调操作，GFrDM解调一共包括三步：首先，对得到的信号进行下变频操作，就是把步骤六中得到的数据与chirp基函数相乘即可，得到K路信号；其次，对每一路载波上的信号进行成型滤波，这里的滤波器与发射端的滤波器存在某种联系，可以很好的获得；最后，对滤波后的信号进行N倍的降采样，同样的为了处理方便，取N＝K。

步骤七：选择最优变换阶次，最优阶次确定后反馈至发送端，发送端和接收端在该变换阶次对应的变换域内进行信号的传输，使得系统的性能达到最佳。

步骤八：结合步骤七中选出的最优变换阶次进行信道估计和均衡。

步骤九：对均衡后的信号进行并串转换操作得到一路串行信号，之后再进行逆映射操作得到原始的发射信号，完成信号的整个传输过程。

为了说明本发明所述的系统及算法的有效性，这里我们进行了计算机数值仿真实验。仿真中，假设信道为广义平稳非相关散射多径信道，多径条数为3条和5条两种情况，最大Doppler频移分别为100Hz，200Hz和1000Hz。基于chirp基函数的GFDM系统子载波数为64个，每一路子载波上子符号数为5，循环前缀长度为16，数字调制方式为QPSK。

图1给出了GFDM系统和GFrDM系统在AWGN信道下BER性能。从仿真结果可以发现改进前后系统在AWGN信道下的都具有很好的BER性能，并且能够保持一致，但是由于自干扰的原因，随着滚降系数的增大，系统的BER性能相应有一定程度的衰减。

图2给出的是成型滤波器为根升余弦滤波器(RRC)，滤波器滚降系数为0.1，路径数为3径，Doppler频移为100Hz,200Hz和1000Hz时两种系统的BER性能。这时三种信道对应的最优变换阶次为0.5050,0.1090和1.4950。从仿真结果可以看出，GFrDM系统在不同的最优变换阶次对应的变换域中改进效果达到最佳，主要体现在以下两个方面：

在某一确定的信道条件下，当信噪比较小时，改进系统的误比特性能要比原有系统的性能差；当信噪比较大时，改进系统的误比特性能要比原有系统的性能好，并且随着信噪比的增加，系统的改善效果越明显；

Doppler频移越大系统的改善效果越明显；两种系统误比特性能曲线会出现一个“交叉点”，并且Doppler频移越大这个“交叉点”出现时对应的信噪比越小。这说明GFrDM系统的抗干扰能力要好于抗噪声的能力。

图3给出的是成型滤波器为根升余弦滤波器(RRC)，滤波器滚降系数为0.5，路径数为3径，Doppler频移为100Hz,200Hz和1000Hz时两种系统的BER性能。这时三种信道对应的最优变换阶次为0.1090,0.8020和1.1980。

图4给出的是成型滤波器为根升余弦滤波器(RRC)，滤波器滚降系数为0.1，路径数为5径，Doppler频移为100Hz,200Hz和1000Hz时两种系统的BER性能。这时三种信道对应的最优变换阶次为1.8910,1.8810和0.1090。通过仿真结果可以发现多径传播路径数目的增加、最大传播时延以及最大路径衰减的变大会对系统的整体BER性能产生一定的影响，但是这并不影响GFrDM系统相对于GFDM系统在无线衰落信道中的抗衰落能力。

图5给出的是成型滤波器为根升余弦滤波器(RRC)，滤波器滚降系数为0.5，路径数为5径，Doppler频移为100Hz,200Hz和1000Hz时两种系统的BER性能。这时三种信道对应的最优变换阶次为0.1090,0.8020和1.1980。通过仿真结果发现，GFrDM系统在这三种不同的Doppler频移条件下的误比特性能的变化趋势与α＝0.1时是一致的，即GFDM系统的抗时间选择性衰落性能得到了很好的改善：在同一信道条件下(Doppler频移不变)，信噪比越大，改善效果越好；在同一信噪比条件下，Doppler频移越大，改善的效果越好。

通过仿真结果可以发现GFrDM系统在不同的信道条件以及不同滤波器滚降系数的情况下相比于GFDM系统都具有更好的抗时选衰落的能力，并且，Doppler频移越大，改进的效果越好，由此可以说明本文提出的改进方法是正确的且能够提高系统的抗Doppler频移性能。