具有低的输入电流总谐波失真的电源控制系统和方法

摘要

本公开涉及具有低的输入电流总谐波失真的电源控制系统和方法。提供了一种电源控制系统，包括：积分和采样组件，被配置为接收采样电压和参考电压，并且至少部分地基于采样电压和参考电压来生成第一信号，其中采样电压是对电源控制系统的输出电流进行采样获得的，并且所述第一信号被输入到第一端子以生成补偿电压来对所述电源控制系统的输出电流进行补偿；调制组件，被配置为接收基于第一信号的第一电压以及斜坡电压，并且基于第一电压和斜坡电压来生成调制信号；逻辑控制组件，被配置为接收调制信号，并且基于调制信号来生成驱动信号；以及驱动组件，被配置为基于驱动信号来导通栅极。

说明书

技术领域

本公开涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例一种具有低的输入电流总谐波失真的电源控制系统和方法。

背景技术

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于电源控制器以减小电源的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)的系统和方法。仅通过示例，本发明的一些实施例已经被应用于准谐振开关电源。但是，应该认识到，本发明具有更广泛的应用范围。

根据本公开的控制方法，可以消除环路控制中误差放大器的补偿电容上的电压纹波对THD的负面影响，同时能实现内置环路补偿电容控制结构的THD优化，达到与外置环路补偿电容控制结构的THD相同甚至更优。

图1示出了传统BUCK(降压)准谐振开关电源的简化示意图。在根据图1的架构中，AC(交流电)输入连接到整流桥以提供输入电压V_in用于功率转换系统的操作，通过对功率开关S1的不断导通及关断来达到所需的输出。例如，当开关S1闭合(例如，导通)时，输入电压V_in与输出电压Vo的电压差给电感器充电，电感电流的峰值I_{in_peak}由S1的导通时间T_on决定：

当开关S1闭合断开(例如，关断)后，电感器退磁，退磁结束后MOS(Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)晶体管再次导通，因此电感充电电流与放电电流相等，得出等式2：

T_on×(V_in-V_o)＝T_off×V_o>

等式2变形可得：V_in-V_o＝V_in×(1-D)>

其中D代表与内部开关相关联的占空比。例如，D按下式被确定：

其中，T_off代表关断时间段(在此期间开关是断开的(例如，被关断))。且占空比D小于1。

则输入电流的平均值I_{in_ave}可以根据下式来确定：

等式5变形可得：

根据等式6可知，输入电流的平均值I_{in_ave}与S1的导通时间T_on成正比。

图2示出了传统的BUCK架构的PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)系统控制器的简化示意图。外部电阻器上的电压被通过端子(例如，端子CS)传递到系统控制器，以在与内部功率开关相关联的不同开关周期内进行信号处理。在系统控制器内部，通过CS端的电压信号采样输出电流的大小产生电压信号V_{Io_s}，与参考电压V_{ref_ea}一起送入误差放大器。

在系统外部的补偿电容C_comp上产生电压V_comp；通过FB检测退磁结束时刻导通开关S1。在S1的导通时间T_on内，由固定的斜坡电流或者由开关S1的占空比D所控制的斜坡电流给电容充电产生斜坡电压。例如，斜坡电流可以在幅度上与(1-D)×D近似成比例，从而使得与占空比(例如，D)和导通时间段(例如，T_on)的持续时间相关的乘积(1-D)×D×T_on保持近似恒定。例如，斜坡电流I_ramp按下式被确定：

其中，k₁代表系数参数(例如，常数)。

当斜坡电压高于comp端电压V_comp时，开关S1关断，因此V_comp决定了从S1导通到关断的时间，即T_on时间。如果电压V_comp在一个工频周期内完全恒定，那么输入电流I_{in_ave}就能完全跟随输入电压V_in，实现最优的THD。

但是实际环路补偿电容C_comp上的电压V_comp不是恒定的，随着输入电压V_in的工频波动，输出电流和电压V_{Io_s}也会波动，导致补偿电容上的电压V_comp存在工频纹波。

图3示出了传统的BUCK准谐振开关电源的工作波形的关键局部示意图。采样输出电流后的电压信号V_{Io_s}、参考电压V_{ref_ea}、电压V_comp、输入电压V_in与输入电流I_{in_ave}波形如下图3所示。

采样输出电流后的电压信号V_{Io_s}与参考电压V_{ref_ea}做差积分在外部补偿电容C_comp上产生电压V_comp，在一个工频周期内左半周期的V_comp值高于右半周期的V_comp值，即工频左半周期内开关S1的T_on时间大于右半周期，导致输入电流I_{in_ave}左半周期和右半周期不对称且无法完全跟随输入电压V_in波形，引起输入电流的畸变。

传统的内置补偿电容结构由于内部电容不够大，误差放大器输出端的补偿电容上电压波动较大，THD较差。因此，非常期望改善电压波动的技术。

本发明的内置补偿电容结构可以完全消除误差放大器输出的补偿电容上电压波动对T_on时间的影响，使内置补偿电容结构的THD比传统的外置补偿电容结构更优。

发明内容

本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了用于减少输入电流总谐波失真的系统和方法。仅通过示例，本发明的一些实施例已经被应用到功率变换系统。但是，应该认识到，本发明具有更广泛的应用范围。例如，根据本公开的方法可以适用于Buck、Boost、Buck-Boost以及反激(flyback)架构的PFC控制器。

根据一个实施例，提供了一种电源控制系统，包括：积分和采样组件，被配置为接收采样电压和参考电压，并且至少部分地基于采样电压和参考电压来生成第一信号和第二信号，其中采样电压是对电源控制系统的输出电流进行采样获得的，并且第一信号被输入到第一端子以生成补偿电压来对电源控制系统的输出电流进行补偿；调制组件，配置为接收基于第二信号的第二电压以及斜坡电压，并且基于第二电压和斜坡电压来生成调制信号；逻辑控制组件，被配置为接收调制信号，并且基于调制信号来生成驱动信号；以及驱动组件，被配置为基于驱动信号来导通栅极。

根据另一实施例，提供了一种电源控制系统，包括：积分和采样组件，被配置为接收采样电压和参考电压，并且至少部分地基于采样电压和参考电压来生成第一信号，其中采样电压是对电源控制系统的输出电流进行采样获得的；调制组件，被配置为接收基于第一信号的第一电压以及斜坡电压，并且基于第一电压和斜坡电压来生成调制信号；逻辑控制组件，被配置为接收调制信号，并且基于调制信号来生成驱动信号；以及驱动组件，被配置为基于驱动信号来导通栅极。

根据又一实施例，提供了一种电源控制方法，包括：接收采样电压和参考电压，并且至少部分地基于采样电压和参考电压来生成第一信号，其中采样电压是对电源控制系统的输出电流进行采样获得的；接收基于第一信号的第一电压以及斜坡电压，并且基于第一电压和斜坡电压来生成调制信号；接收调制信号，并且基于调制信号来生成驱动信号；以及基于驱动信号来导通栅极。

根据实施例，可以实现一个或多个有益效果。参考下面的详细描述和附图，将完全明白本发明的这些有益效果、以及各种附加目的、特征、和优点。

附图说明

图1示出了传统BUCK准谐振开关电源的简化示意图。

图2示出了传统的系统控制器的简化示意图。

图3示出了传统的BUCK准谐振开关电源的工作波形的关键局部示意图。

图4A示出了根据本公开的实施例的系统控制器的示例性框图。

图4B示出了根据本公开的实施例的、图4A中的系统控制器的积分及采样组件的示例性框图。

图5示出了根据本公开的实施例的、图4A中的系统控制器的工作波形的关键局部示意图。

图6示出了根据本公开的实施例的、内置补偿电容的BUCK准谐振开关电源的示例性框图。

图7A示出了根据本公开的另一实施例的系统控制器的示例性框图。

图7B示出了根据本公开的实施例的、图7A中的系统控制器的积分及采样组件的示例性框图。

图8示出了根据本公开的实施例的、图7A中的系统控制器的工作波形的关键局部示意图。

图9示出了根据本公开的实施例的系统控制方法的示例性流程图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

图4A示出了根据本公开的实施例的系统控制器的示例性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

在一个示例中，系统控制器包括斜坡信号生成组件、欠压锁定(UVLO)组件(例如，UVLO)、调制组件(例如，比较器)、逻辑控制器、积分及采样组件、驱动组件(例如，栅极驱动器)、退磁检测组件、以及输出电流采样组件。

根据一个实施例，UVLO组件检测来自Vcc端子的信号并且输出信号(例如，por)。例如，如果来自Vcc端子的信号在幅度上大于第一预定阈值，则系统控制器开始正常地操作。如果来自Vcc端子的信号在幅度上小于第二预定阈值，则系统控制器被关闭。

外部电阻器上的电压被通过端子(例如，端子CS)传递到系统控制器，以在与内部功率开关相关联的不同开关周期内进行信号处理。在系统控制器内部，耦接至CS端的输出电流采样组件采样输出电流以产生电压信号V_{Io_s}，与参考电压V_{ref_ea}一起送入积分及采样组件。积分及采样组件基于电压信号V_{Io_s}和参考电压V_{ref_ea}生成第一信号和第二信号。其中采样电压是对所述电源控制系统的输出电流进行采样获得的，并且第一信号被输入到第一端子(例如，comp端子)以生成补偿电压来对电源控制系统的输出电流进行补偿。例如，comp端子可以将误差放大器的输出与外部组件连接以进行补偿。根据一个实施例，第一信号在系统外部的补偿电容C_comp上产生电压V_comp1，第二信号在积分及采样组件内生成用于调节T_on时间的电压V_comp2。

根据一个实施例，例如来自斜坡信号生成组件的I_ramp流到斜坡信号生成器。在另一示例中，调制组件接收斜坡信号并且输出调制信号。在另一示例中，逻辑控制器处理调制信号并且将控制信号输出到驱动组件。在另一示例中，调制信号与脉冲宽度调制(PWM)信号相对应。在又一示例中，脉冲宽度调制(PWM)控制器还包括过电压保护(OVP)检测器，在另一示例中，驱动组件发送驱动信号到GATE端，以影响GATE的导通和关断。

例如，电流I_ramp经过斜坡信号生成组件产生斜坡电压之后，调制组件将斜坡电压与电压V_comp2做比较，并且基于比较结果输出调制信号到逻辑控制组件。逻辑控制组件至少部分地基于调制信号来决定GATE的关断时刻；逻辑控制组件还通过FB电压检测退磁结束来决定GATE的导通时刻。例如，退磁检测组件检测来自FB端子的反馈信号并且将触发信号输出到逻辑控制器以开始下一周期(例如，与下一开关周期相对应)。

图4B示出了根据本公开的实施例的、图4A中的系统控制器的积分及采样组件的示例性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

根据一个实施例，积分及采样组件包括低通滤波组件、误差放大组件、比较器、以及单触发电路。根据一个实施例，低通滤波组件包括第一电阻器R1和第一电容器C1。

经过采样输出电流后产生的电压信号V_{Io_s}经过R1、C1滤波滤除其高频波动后，与参考电压V_{ref_ea}一起送入比较器比较。经滤波后的电压信号V_{Io_sf}与参考电压V_{ref_ea}一起送进EA(Error>comp上产生电压V_comp1。

在滤波后的电压信号V_{Io_sf}高于或者低于参考电压V_{ref_ea}的瞬间，单次触发电路产生采样信号sample1或sample2。在sample1或者sample2信号为高时EA的输出电流接近为零，此时V_comp1电压最平缓，用sample1或者sample2信号采样电压V_comp1在电容上以产生电压V_comp2，并在非采样的时间内保持此电压，将电压V_comp2送入PWM比较器与斜坡信号一起产生开关S1的T_on时间。

图5示出了根据本公开的实施例的、图4A中的系统控制器的工作波形的关键局部示意图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

采样输出电流后的电压信号V_{Io_s}经过滤波后产生的电压信号V_{Io_sf}基本跟随输入电压变化呈正弦波形(例如，如波形501所示)。在每个工频周期内，电压V_{Io_sf}会出现一次从低于V_{ref_ea}到高于V_{ref_ea}的时刻产生采样信号sample1，或者出现一次从高于V_{ref_ea}到低于V_{ref_ea}的时刻产生采样信号sample2(例如，如波形502所示).用sample1信号采样电压V_comp1产生的电压V_comp2如波形503所示。

系统工作稳定后，在每个工频周期sample1或者sample2信号为高电平时，采样电压V_comp1产生的V_comp2电压都完全恒定，由电压V_comp2产生PWM信号就能够消除电压V_comp1波动所引起的T_on变化。在另一示例中，退磁检测组件在触发信号中生成脉冲以开始下一周期(未示出)。

图6示出了根据本公开的实施例的、内置补偿电容的BUCK准谐振开关电源的示例性框图。其结构与参考图1描述的准谐振开关电源类似，但是控制器不存在comp端子和连接到该端子的外部comp电容器。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

在对输入电流的THD有较高要求的应用场合，为了输入电流I_{in_ave}能完全跟随输入电压V_in变化，环路补偿电容C_comp需要取值较大，所以目前PFC系统的电容C_comp一般都是外置。

根据优选的实施例，本发明在每个工频周期的固定时刻采样误差放大器补偿电容C_comp电压的方式可以消除误差放大器补偿电容上电压纹波对THD的不利影响，那么内置补偿电容结构的系统THD也就可以做到和上述外置补偿电容结构同样低。内置补偿电容的BUCK准谐振开关电源如上图6所示，与外置补偿电容结构相比可以省去一个comp端子和外部comp电容器，使得系统结构更简单、成本更低。

图7A示出了根据本公开的另一实施例的系统控制器的示例性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

首先通过CS端的电压信号采样输出电流的大小产生电压V_{Io_s}，与参考电压V_{ref_ea}一起送入积分及采样组件，完全由积分及采样组件产生调节T_on时间的V_comp4；电流I_ramp经过斜坡信号生成组件产生斜坡电压之后与电压V_comp4做比较，从而决定GATE的关断时刻，再通过FB电压检测退磁结束来决定GATE的导通时刻。

图7B示出了根据本公开的实施例的、图7A中的系统控制器的积分及采样组件的示例性框图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

采样输出电流后产生的电压信号V_{Io_s}经过R1、C1滤波滤除其高频波动后，与参考电压V_{ref_ea}一起送入比较器比较，之后在滤波后的电压信号V_{Io_sf}高于或者低于参考电压V_{ref_ea}的瞬间产生采样信号sample1或sample2；滤波后的电压信号V_{Io_sf}与参考电压V_{ref_ea}一起送进EA，用定频、固定占空比控制信号DS(例如，10kHz频率、3％占空比)采样积分在内部补偿电容C3上产生电压V_comp3，在sample1或者sample2信号为高时误差放大器的输出电流接近为零，此时电压V_comp3最平缓，用sample1或者sample2信号采样电压V_comp3在电容器C2上产生电压V_comp4并在非采样的时间内将此电压保持住，将电压V_comp4送入PWM比较器与斜坡信号一起产生开关S1的T_on时间。

图8示出了根据本公开的实施例的、图7A中的系统控制器的工作波形的关键局部示意图。图中电压V_comp4由sample1信号采样电压V_comp3产生。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

传统的内置补偿电容结构由于内部电容不够大，误差放大器输出端的补偿电容上电压波动较大，THD较差；而本发明的内置补偿电容结构可以完全消除误差放大器输出的补偿电容上电压波动对T_on时间的影响，使内置补偿电容结构的THD比传统的外置补偿电容结构更优。

Boost、Buck-Boost以及反激架构的PFC电源控制结构中也有误差放大器及环路补偿电容，如果在Boost、Buck-Boost以及反激架构的PFC电源控制的环路补偿部分使用本发明所描述的控制方法，也可以同样实现更低的THD。

图9示出了根据本公开的实施例的系统控制方法900的示例性流程图。该图仅作为示例，其不应该不适当地限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员应该理解很多变化、替代和修改。

方法900开始于步骤901，接收采样电压和参考电压，并且至少部分地基于采样电压和参考电压来生成第一信号，其中采样电压是对电源控制系统的输出电流进行采样获得的。

方法随后继续到步骤902，接收基于第一信号的第一电压以及斜坡电压，并且基于第一电压和斜坡电压来生成调制信号。

在步骤903，接收调制信号，并且基于调制信号来生成驱动信号；以及基于驱动信号来导通栅极。

例如，本发明的各种实施例的一些或所有组件均被使用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件、和/或软件和硬件组件的一个或多个组合，单独和/或至少与另一组件结合实现。在另一示例中，本发明的各种实施例的一些或所有组件均被单独和/或至少与另一组件结合实现在一个或多个电路中，这些电路诸如是一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路。在又一示例中，本发明的各种实施例和/或示例可以被结合。

尽管描述了本发明的具体实施例，但是本领域技术人员将理解的是其他实施例相当于所描述的实施例。因此，将理解的是，本发明不限于具体示出的实施例，而仅受所附权利要求的范围的限制。