应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法

摘要

应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法，属于超高频DC/DC功率变换器领域。解决了当输出功率变化时，现有L型匹配网络会出现感性化或容性化的趋势，从而降低超高频DC/DC功率变换器的输出效率及现有L型匹配网络同后级整流环节相互耦合时，使整体电路的调试变得复杂化的问题。T型阻抗匹配电路，它包括谐振电容C

说明书

技术领域

本发明属于超高频DC/DC功率变换器领域。

背景技术

在超高频DC/DC功率变换器领域，功率密度和瞬态响应速度是评价其性能优劣的两项重要指标，提高变换器的开关频率能使这两项指标得到有效提升，因此，高频化是DC/DC功率变换器发展的必然趋势。

目前超高频DC/DC功率变换器的拓扑结构普遍由逆变环节、匹配网络、整流环节三部分构成，如图1所示，在设计变换器时一般先设计整流环节，使其在电压电流基波情况下呈现阻性，而匹配网络的作用则是提高逆变环节的带载能力，即降低整流环节的等效电阻。

现在较常用的是L型匹配网络如图2所示，该型匹配网络结构简单利于设计，但也存在一些缺点，主要表现为：

1、输出功率变化时，整流环节的等效电阻发生变化，等效为阻性的整流环节经匹配网络后，匹配网络会出现感性化或容性化的趋势，该种趋势下电压和电流重叠，使逆变环节中产生开关损耗，从而降低功率变换器的输出效率。

2、匹配网络同后级整流环节相互耦合，使整体电路的调试变得复杂化。

发明内容

本发明是为了解决当输出功率变化时，现有L型匹配网络会出现感性化或容性化的趋势，从而降低超高频DC/DC功率变换器的输出效率及现有L型匹配网络同后级整流环节相互耦合时，使整体电路的调试变得复杂化的问题。本发明提供了一种应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法。

应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路，它包括谐振电容C₁、谐振电容C_s和谐振电感L_s；

谐振电感L_s的一端与谐振电容C₁的一端和谐振电容C_s的一端同时连接，

谐振电容C₁的另一端和谐振电感L_s的另一端用于与逆变电路的两个输出端连接，

谐振电容C_s的另一端和谐振电感L_s的另一端用于与整流电路的两个输入端连接。

一种T型阻抗匹配电路的参数设计方法，该方法是基于所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路实现的，该方法中参数谐振电容C₁、谐振电容C_s和谐振电感L_s求取的具体过程为：

步骤一，将所述T型阻抗匹配电路进行等效，获得T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L；

其中，

将s＝jω代入公式一，获得：

s表示复频率，j表示复数单位，ω表示谐振角频率，Z_R表示整流电路的等效电阻，

步骤二，保证T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L呈现阻性，则定义公式二表达式中，分子的实部与分母的实部之比等于分子的虚部与分母的虚部之比，具体如公式三和公式四所示：

步骤三，设定C₁＝kC_S，并对公式四进行整理，获得

其中，k表示比例系数；

将公式五代入公式三，获得

对公式六进行整理，获得

将公式七代入C₁＝kC_S，获得

将公式八代入公式五，获得

从而完成对T型阻抗匹配电路中参数谐振电容C₁、谐振电容C_s和谐振电感L_s的设计。

所述的k的取值为1。

本发明带来的有益效果是，1、对匹配网络的设计提出新型拓扑结构，该新型匹配网络能在输出功率变化时，使等效为阻性的整流环节经匹配网络后依旧呈现为阻性，提高整体电路的抗干扰能力。

2、实现匹配网络和整流环节在设计上的完全解耦，提高变换器设计精度。

附图说明

图1为超高频DC/DC功率变换器原理框图；V_IN表示输入电压，V_O表示输出电压，R_L表示输出电阻；

图2为L型匹配网络的原理示意图；其中，L表示L型匹配网络谐振电感，C表示L型匹配网络谐振电感，Z_L表示匹配网络带有负载时的等效阻抗，Z_R表示整流环节的等效电阻；

图3为本发明所述的应用于DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路的等效电路图；

图4为采用本发明T型阻抗匹配电路实现的DC/DC功率变换器的原理示意图；

图5为本发明所述的T型阻抗匹配电路用于Class E电路的原理示意图；

图6为L型阻抗匹配电路用于Class E电路的原理示意图；

图7为L型阻抗匹配电路应用于Class E电路时，开关管S两端电压波形的波形图；附图标记1表示等效电阻Z_R＝30Ω时，开关管S两端电压的波形，附图标记2表示等效电阻Z_R＝25Ω时，开关管S两端电压的波形，附图标记3表示等效电阻Z_R＝17Ω时，开关管S两端电压的波形；

图8为T型阻抗匹配电路用于Class E电路时，开关管S两端电压波形的波形图；

图9为开关频率f＝20MHz，k取0.8，整流电路的等效电阻Z_R取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图；

图10为开关频率f＝20MHz，k取1，整流电路的等效电阻Z_R取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图；

图11为开关频率f＝20MHz，k取1.3，整流电路的等效电阻Z_R取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图；

图12为开关频率f＝30MHz，k取0.8，整流电路的等效电阻Z_R取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图；

图13为开关频率f＝30MHz，k取1，整流电路的等效电阻Z_R取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图；

图14为开关频率f＝30MHz，k取1.3，整流电路的等效电阻Z_R取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图3和图4说明本实施方式，本实施方式所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路，它包括谐振电容C₁、谐振电容C_s和谐振电感L_s；

谐振电感L_s的一端与谐振电容C₁的一端和谐振电容C_s的一端同时连接，

谐振电容C₁的另一端和谐振电感L_s的另一端用于与逆变电路的两个输出端连接，

谐振电容C_s的另一端和谐振电感L_s的另一端用于与整流电路的两个输入端连接。

具体实施方式二：参见图3和图4说明本实施方式，本实施方式所述的一种T型阻抗匹配电路的参数设计方法，该方法是基于具体实施方式一所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路实现的，该方法中参数谐振电容C₁、谐振电容C_s和谐振电感L_s求取的具体过程为：

步骤一，将所述T型阻抗匹配电路进行等效，获得T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L；

其中，

将s＝jω代入公式一，获得：

s表示复频率，j表示复数单位，ω表示谐振角频率，Z_R表示整流电路的等效电阻，

步骤二，保证T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L呈现阻性，则定义公式二表达式中，分子的实部与分母的实部之比等于分子的虚部与分母的虚部之比，具体如公式三和公式四所示：

步骤三，设定C₁＝kC_S，并对公式四进行整理，获得

其中，k表示比例系数，k的取值范围为：

将公式五代入公式三，获得

对公式六进行整理，获得

将公式七代入C₁＝kC_S，获得

将公式八代入公式五，获得

从而完成对T型阻抗匹配电路中参数谐振电容C₁、谐振电容C_s和谐振电感L_s的设计。

本实施方式中，由于C_S、C₁、L_S的值都为正数，所以k的取值范围为：

具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式二所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路的参数设计方法的区别在于，所述的k的取值为1。

一、由于匹配网络(即：匹配电路)一般都是应用于超高频功率变换器领域，因此在计算T型阻抗匹配电路中无源元件参数值大小的时候，频率都应在兆赫兹以上，所以分以下两种情况对本发明所述的T型阻抗匹配电路的可行性进行验证：

1、开关频率f＝20MHz

令Z_R＝17Ω，Z_L＝5Ω，将k＝0.8、1、1.3带入公式七至公式九，可得表1中的三组参数，将以上参数带入Z_L表达式，绘制T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图。

表1 k取不同值时T型阻抗匹配电路参数值

kC_SC₁L_S0.81157.0pF925.6pF74.1nH1863.1pF863.1pF73.4nH1.3560.4pF728.6pF76.1nH

图9为k取0.8，Z_R分别取17Ω，25Ω，30Ω时的Bode图，从Bode图中看出，只有Z_R取17Ω，在20MHz开关频率时Z_L依然呈阻性。

图10为k取1，Z_R分别取17Ω，25Ω，30Ω时的Bode图，从Bode图中看出，即使Z_R值改变，Z_L在20MHz开关频率下依然呈阻性。

图11为k取1.3，Z_R分别取17Ω，25Ω，30Ω时的Bode图，从Bode图中看出，依旧只有Z_R取17时Z_L才能呈阻性。

2、开关频率f＝30MHz

再次令Z_R＝17Ω，Z_L＝5Ω，将k＝0.8、1、1.3带入公式七至公式九，可得表2中的三组参数，将以上参数带入Z_L表达式，绘制T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L的Bode图。

表2 k取不同值时T型匹配网络参数值

kC_SC₁L_S0.8771.3pF617.1pF49.4nH1575.4pF575.4pF48.9nH1.3373.6pF485.7pF50.7nH

图12至图14分别是k取0.8、1、1.3时，改变Z_R得出Z_L的Bode图，从以上三幅图可以看出，依旧只有k取1时，Z_R大小的改变不会对Z_L的相位产生影响。

经过以上分析，开关频率分别为20MHz和30MHz，从Z_L的Bode图可以看出，当k<1时，Z_R的变化会使Z_L幅值与相位都发生改变，幅值减小，相位呈感性，k>1时，Z_R对Z_L的幅值与相位也会产生影响，幅值在减小的同时，相位逐渐呈容性，只有当k＝1时，Z_R的变化不会对Z_L的相位产生影响，即此时的Z_L依旧呈阻性，因此在使用T型匹配网络进行超高频功率变换器的电路设计时，若想实现Z_L保持阻性不变，k值必须取1。

二、将本发明所述的T型阻抗匹配电路应用于Class E电路上，具体参见图5，

Class E谐振变换器拓扑一般由一个开关管结合一个合适的阻抗网络组成，结构简单，成本低，且通过合理的参数设计，能使得开关管实现ZVS(零电压)导通，由于Class E电路能实现高频下高效率和高功率密度，而且不论窄带宽还是宽带宽都能实现电路的功率变化，因此Class E功率放大器的研究一直是国际上的热点。

T型阻抗匹配电路用于Class E电路拓扑如图5所示，当等效电阻Z_R呈现为阻性时，在开关频率下经过T型阻抗匹配电路的等效阻抗Z_L也会呈现为阻性，此时对于谐振在某一特定开关频率下的电感L_F与电容C_F，开关管能实现ZVS(零电压导通)，即：使输出功率变化，等效阻抗Z_L依旧呈现为阻性，同时开关管S保持ZVS，因此T型阻抗匹配电路能保证开关管S实现ZVS，减小损耗，提高电路整体效率。

验证试验：

要验证本发明所述T型阻抗匹配电路的可行性，需借助完整的超高频电路拓扑，所以这里采用Class E电路来进行验证。Class E逆变电路的特点是对阻性负载大小变化并不敏感，但当负载表现出感性或容性时，其开关管两端的电压波形则会有较大的变化，因此在这里采用Class E电路进行验证T型阻抗匹配电路的可行性非常适合，正常情况下超高频电路拓扑应由逆变环节、匹配网络、整流环节三部分构成，但本申请重点在于介绍新型的T型阻抗匹配电路，所以把整流环节等效为电阻Z_R，简化了设计步骤，同时用L型匹配网络的Class>

本发明给出了在20MHz开关频率下两种匹配电路的Pspice仿真对比图，首先根据公式十一、公式十二求出L型匹配电路的电感L_S、电容C_S的值，再分别仿真负载变化时两种不同拓扑开关管漏源极的电压波形，进行对比得出结论。

1、L型匹配电路的Class E电路仿真

L型匹配电路的仿真电路如图6所示，各元件参数如表3，整流环节的等效电阻Z_R＝17Ω时，开关管S两端的电压为半正弦波，且在开关管S即将关断时其两端的电压平稳降为零，实现ZVS，但从图7的仿真波形中可以看出，当等效电阻Z_R分别取25Ω、30Ω时，开关管S两端电压v_DS的波形则不能实现ZVS。

表3 L型匹配电路主要器件参数

元件参数开关管SSI7454DDPL_F22nHC_F1500pFL_S87.3nHC_S1027.3pFV_IN5Vf20MHzD0.5

2、T型匹配电路的Class E电路仿真

首先,列出仿真参数如表4所示，再对如图5所示T型匹配电路的Class E电路进行Pspice仿真，仿真结果如图8所示，从仿真图中可以看出，在额定电阻Z_R＝17Ω，及整流环节等效电阻Z_R分别取25Ω和30Ω时，开关管S两端的半正弦电压v_DS都能较好的实现ZVS。

表4 T型匹配电路主要器件参数

通过对以上两种匹配电路的仿真对比，很明显得出T型匹配电路在Class E型超高频电路应用中的优越性及可行性。在实际应用中，T型匹配电路能增加电阻变化率，同时减小开关损耗，提升系统的效率，在超高频领域具有广泛的应用背景。