具有DC偏移自动归零的使用单个运算放大器的电流感测电路

摘要

一种电流感测电路，其具有允许在提供DC偏移感测和补偿的同时进行连续电流感测操作的单个运算放大器DC偏移自动归零能力。单个运算放大器设计可以在第一相位中操作以感测并存储DC偏移，同时提供输出以驱动电流感测电路的输出级。单个运算放大器设计可以在第二相位中操作，从而使用感测到的DC偏移来生成能够驱动输出级并且能够在第一相位中使用的准确的输出。

说明书

技术领域

本申请要求于2014年7月11日提交的美国申请No.14/329,615的优先权，出于所有目的通过引用整体上将其内容并入本文中。

背景技术

除非另行指示，上文不被承认为是本文中记载的权利要求的现有技术并且不应当被如此理解。

已知被输送到负载的电流的量可以在各种各样的应用中有用。例如，在低功率电子设备(例如，智能电话、计算机平板电脑、以及其他消费电子产品)中，供电电流可以被监测以了解系统对电池寿命的影响。负载电流还可以被用于在过流保护电路中做出安全性至关重要的决策。一般地，电流传感器是能够检测电流(例如，通过负载的电流)并且产生表示检测到的电流的输出电流的电路。在一些电路应用中，输出电流可以被转换为与检测到的电流成比例的容易测量的输出电压。

在典型的电流感测电路设计中，重要的是能够产生准确地表示(复制)流过将电流供应到负载的传输设备的电流(被感测的电流)的感测电流。对产生流过传输设备的电流的感测电流的准确性限制的分析已经表明跨通道的复制设备电压降必须与跨传输设备的通道的电压降非常准确地匹配。通常，使用采用一个或多个放大器的有源高增益反馈回路。每个放大器中的偏移应当被减小到很低的值以便产生准确的感测电流。

被称为“自动归零”的技术可以将放大器的DC偏移自动驱动为零。自动归零使用开关电容器技术。传统开关电容器自动归零技术是防止放大器在重复周期的部分期间被使用，在该重复周期期间电容器对其偏移进行采样。例如，图1示出了基本的开关电容器自动归零设计。在时间Φ1处，开关S1和S2被闭合，并且开关S3被断开，从而允许电容器C感测并存储放大器A的DC偏移Vos。在时间Φ2处，开关S1和S2被断开，并且开关S3被闭合，从而允许放大器A对信号x(t)进行操作，使用存储在电容器C中的电压来抵消放大器A的DC偏移。然而，在时间Φ1期间，当DC偏移正在由电容器C感测到时，放大器A不能够被用于处理信号x(t)。该间歇性能够降低使用放大器A的电路的性能。不会呈现这种缺陷的替代方案使用两个运算放大器，每个运算放大器具有两个输入。这样的设计因此是大的，从而要求更多的芯片面积并消耗更多的功率。

发明内容

在实施例中，一种电路包括具有积分器段、放大器段以及偏移归零段的放大器段。放大器段可以被连接到电路的输出或从电路的输出断开连接。当偏移归零段正在存储放大器段的偏移时放大器段可以从电路的输出断开连接。当放大器段从输出断开连接时积分器段可以驱动电路的输出，并且感测在电路的输入处的误差信号。当积分器段被连接到放大器段时放大器段可以被连接到电路的输出以生成控制信号。偏移归零段可以补偿放大器段的DC偏移。

在一些实施例中，放大器段包含单个运算放大器。在一些实施例中，放大器是差模放大器。

在一些实施例中，电路可以被连接在电流感测电路中。

在一些实施例中，电路可以包括用于对在放大器段、积分器段以及偏移归零段之间的连接进行配置的开关。

下面的具体实施方式和附图提供对本公开内容的性质和优点的更好的理解。

附图说明

关于随后的讨论并且尤其是关于附图，要强调的是，示出的详情出于说明性讨论的目的而表示示例，并且出于提供本公开内容的原理和概念性方面的描述的原因而被呈现。在这方面，不试图示出超出对于本公开内容的基本理解所需要的内容的实现细节。随后的讨论结合附图使得对于本领域技术人员而言根据本公开内容的实施例可以如何被实践是明显的。在附图中：

图1示出了用于DC偏移补偿的传统开关电容器设计。

图2和图3图示了根据本公开内容的电流感测电路的示例。

图4图示了根据本公开内容的放大器级的实施例。

图4A图示了图1中示出的放大器级的相位Φ1操作。

图4B图示了图1中示出的放大器级的相位Φ2操作。

图5、图6和图6A图示了根据本公开内容的放大器级的附加的实施例。

图7示出了低压差稳压器的示例。

图8是示出了被并入到电子设备中的电流感测设备的框图。

图9A和图9B图示了Φ1和Φ2时钟的时序图。

图10A图示了根据本公开内容的图3的电流感测电路的相位Φ2操作。

图10B图示了根据本公开内容的图3的电流感测电路的相位Φ1操作。

图11A图示了根据本公开内容的图2的电流感测电路的相位Φ2操作。

图11B图示了根据本公开内容的图2的电流感测电路的相位Φ1操作。

图12图示了根据本公开内容的另一实施例的放大器级。

具体实施方式

在下面的描述中，出于解释的目的，阐述了许多示例和具体细节以便提供对本公开内容的透彻理解。然而，对本领域技术人员将显而易见的是，如权利要求中所表达的本公开内容可以包括这些示例中的特征中的一些特征或全部特征(单独的或与下面描述的其他特征相组合)，并且还可以包括本文中描述的特征和构思的修改和等效方案。

图2示出了根据本公开内容的用于感测电子电路(未示出)中的电流流动的电流感测电路200。电流感测电路200可以感测通过传输设备M_pass流到由控制设备14控制的负载12中的电流流动I_load。在一些实施例中，例如，传输设备M_pass和控制设备14可以构成低压差(LDO)稳压器。控制设备14可以为LDO的误差放大器(例如参见图7)。然而，将认识到，在其他实施例中，传输设备M_pass和控制设备14可以为用于驱动负载12的任何可适用电子电路的部件。

在一些实施例中，电流感测电路200可以包括利用传输设备M_pass被配置为电流镜的感测设备M_sense。M_pass和M_sense的控制输入(例如，在场效应晶体管FET的情况下的栅极端子)可以被连接到控制设备14，并且M_pass和M_sense的输出(例如，源极端子)可以被连接到负载。

为了准确地对通过M_pass的电流进行镜像，跨M_pass的通道和M_sense的通道的电压降V_DS应当匹配。因此，电流感测电路200可以利用包括放大器级(放大器电路)202的高增益反馈回路来驱动输出级204以将M_sense的输入节点208b(例如，漏极端子)处的电压电平调节为与输入节点208a处的电压电平相匹配。如下面将解释的，在一些实施例中，放大器级202可以基于来自定时电路206的定时信号来操作。

输出级204可以包括用作电流源的FET>mir1。放大器级202的输出(Out)可以控制流过M_mir1的电流的量。输出级204还可以包括利用M_mir1被配置为电流镜的FET>mir2。通过M_mir2的电流流动(感测电流)I_meas表示负载电流I_load。在一些实施例中，M_mir2的大小可以相对于M_mir1被设计(栅极宽度、栅极长度)，使得电流放大比率产生针对I_meas的适当的信号。在一些实施例中，电流镜M_mir1、M_mir2可以使用内部电压电平V_dd来被偏置，内部电压电平V_dd可以在并入电流感测电路200的电子设备(例如，图8)中被生成。例如，在如图8中图示的电池操作的设备(例如，蜂窝电话、计算机平板电脑等)中，内部电压V_dd可以来自电池。在一些实施例中，电流感测电路200可以在对开关功率转换器的输出(例如，<电池电压)进行子调节中被使用，例如，如在降压转换器(未示出)中。

在操作时，放大器级202可以在反馈回路中调节M_mir1以将在输入In₁、In₂之间感测到的、节点208a、208b处的电压差(误差)驱动为零。随着负载电流I_load变化，在In₁处的电压也将变化。通过M_mir1的电流可以被调节以在In₂处提供相同的电压。FET>mir2对通过M_mir1的电流进行镜像，并且因此提供表示负载电流I_load的感测电流I_meas。根据本公开内容，放大器级202中的DC偏移可以被显著减少以维持在跨M_sense的通道和M_pass的通道的电压降V_DS之间的准确匹配。下面将提供放大器级202的附加的细节。

图2中的电流感测电路200适合于其中传输设备M_pass为NMOS设备的设计。参考图3，示出了可以在其中传输设备M_pass为PMOS设备的设计中使用的电流感测电路300。输出级304可以包括利用M_sense被配置为共源共栅的FET>casc。在该实施例中，M_casc的输出产生感测电流I_meas。放大器级202的输入In₁、In₂可以被分别连接到M_pass和M_sense的节点308a、308b(例如，漏极端子)。在操作时，放大器级202在反馈回路中调节M_casc以将在输入In₁、In₂处感测到的、节点208a、208b之间的电压差减小为零。随着负载电流I_load变化，在In₁处的电压也将变化。通过M_casc的电流将被调节使得在节点308b处的相同的电压出现在In₂处。从M_casc输出的电流因此提供表示负载电流I_load的输出感测电流I_meas。

参考图4，现在将描述根据本公开内容的放大器级202的附加的细节。在一些实施例中，放大器级202可以包括两个输入In₁、In₂和输出Out。放大器级202中的部件可以包括放大器段(放大器)402、积分器段404以及偏移归零段406。放大器402可以为传统两输入运算放大器(运放)，其具有反相(-)输入和非反相(+)输入。根据本公开内容，放大器402包括单个运算放大器。

放大器级202还可以包括能够在断开与闭合的两个不同配置之间交替的开关Φ1和Φ2。在一些实施例中，定时电路206(例如，时钟电路)可以生成控制信号Φ1、Φ2以将开关操作为断开状态或闭合状态。例如，由Φ1标识的开关可以根据控制信号Φ1来断开和闭合，而由Φ2标识的开关可以根据控制信号Φ2来断开和闭合。然而，在一些实施例中，定时电路206使用两个控制信号Φ1、Φ2来在两个开关配置之间交替。将从随后的描述认识到，在其他实施例中，定时电路可以使用附加的信号来在各配置之间控制开关。

暂时参考图9A，在一些实施例中，控制信号Φ1和Φ2可以为时钟脉冲。每个Φ1时钟和Φ2时钟可以具有50％占空比并且相对于彼此异相180°。实际上，优选的是Φ1开关和Φ2开关不同时闭合，因为这样做能够在电路中产生短路以及其他不期望的电路状况。因此，在一些实施例中，Φ1和Φ2时钟中的一个或两者的占空比可以被调节，使得可以在时钟的下降沿与上升沿之间引入轻微延迟以确保在Φ1开关与Φ2开关之间的先断后通操作。例如，图9B示出了时钟脉冲Φ1、Φ2，其中在Φ1的下降沿与Φ2的上升沿之间并且在Φ1的上升沿与Φ2的下降沿之间引入延迟δ。

继续参考图4，在一些实施例中，积分器段404可以包括电容器(输出电容器)C2和电容器(误差电容器)C3。电容器C2的一侧被连接到放大器级202的输出(Out)。电容器C3的一侧被连接到放大器级202的In₁输入。在开关的一个配置中，电容器C2、C3可以被串联连接，并且在反馈回路中被连接到放大器402。在开关的另一配置中，电容器C2、C3和放大器402仅共享In₁输入作为共同基准(“虚拟地”)，但是在其他情况下与彼此断开连接。

在一些实施例中，偏移归零段406可以包括电容器(偏移电容器)C1。在开关的一个配置中，电容器C1可以被连接以感测并存储放大器402的DC偏移电压。在开关的另一配置中，电容器C1可以被连接以将所存储的电压施加到放大器402以补偿放大器的DC偏移。

现在参考图4A，将描述相位Φ1中的放大器级202的操作。由开关的该配置建立的电气路径以粗线被示出。在相位Φ1中，电容器C3被连接到放大器402。放大器402的输出将基于存储在C3中的电荷来驱动放大器级202的输出(Out)。

由于电容器C2被连接在负反馈回路中，所以本领域普通技术人员将理解放大器402将有效地将存储在C3中的电荷添加到已经存储在C2中的电荷。负反馈回路将存储在C2中的电荷量限制为C3中的电荷的量。将引起太多电荷或太少电荷累积在C2中的放大器402中的DC偏移可以由电容器C1补偿；这将从在Φ2期间的放大器级202的操作的描述中变得更显而易见。

现在参考图4B，将描述相位Φ2中的放大器级202的操作。由开关的该配置建立的电气路径以粗线被示出。在相位Φ2中，积分器段404与放大器402断开连接，并且放大器402与放大器级202的输出(Out)断开连接。注意在图4A中，在相位Φ1期间，电容器C2被引用到通过电容器C3的放大器级202的In₁输入。在相位Φ2中，由于C2仍然被引用到In₁，所以存储在电容器C2上的电荷能够驱动放大器级202的输出(Out)。因此，尽管放大器402在相位Φ2中与输出Out断开连接，输出Out仍然能够由C2驱动。在相位Φ2中，C3与C2断开连接，并且跨放大器级202的In₁和In₂输入被连接以感测并存储In₁和In₂输入之间的电压电位。

在相位Φ2中，放大器402利用单位增益反馈被配置。电容器C1跨放大器402的输入被连接，并且被引用到放大器级202的In₁输入。由放大器402存储在C1中的电荷表示放大器的DC偏移。因此，电容器C1对相位Φ2中的放大器402的DC偏移进行采样和存储，其如以上所解释的之后在相位Φ1中被用于补偿DC偏移。

参考图5，在一些实施例中，附加的电容器C4可以被提供以与电容器C1一起操作。在其中由C1采样的DC偏移可以在各样本之间变化的使用情况下，电容器C4可以提供过滤功能，以提供针对DC偏移的更健壮存储。在操作时，当C1正在对相位Φ2中的DC偏移进行采样时，C4与电路的剩余部分断开连接并且累积在C4上的任何电荷保留在C4上。在相位Φ1中，C1和C4被并联连接并且出现在C1与C4之间共享的电荷。在相位Φ1与相位Φ2之间的许多周期的过程上，跨C1和C4的电压将逐渐地堆积为放大器402的DC偏移。由C1在相位Φ2中感测到的DC偏移中的波动能够被C4在相位Φ1中“平滑”掉。可以认识到，在其他实施例中，可以提供附加的这样的过滤电容器。

参考图6，在一些实施例中，放大器402的非反相输入可以被引用到基准电压V_ref代替In₁输入。在其中In₁与到放大器402的供电(例如，V_IN)之间的电压差太小的某些使用情况下该配置可以是合适的。这样的使用情况的示例被图示在图10A中。存在使放大器402恰当地操作的净空要求。例如，如果放大器的供电未充分地大于In₁，则将放大器402置于单位增益反馈中是有问题的。在这样的情况下，放大器反馈回路不能够正确地操作。图6A图示了其中选择器602能够被用于在In₁输入或基准电压V_ref之间进行选择以用作针对放大器402的非反相输入的基准的实施例。图6和图6A示出了以上讨论的附加的过滤电容器C4。当然，将认识到，在一些实施例中，可以省略过滤电容器C4。

暂时参考图2，根据本公开内容的用于电流感测的基本操作可以被总结为如下：

●利用电容器测量在被监测的节点(例如，208a)与控制节点(例如，208b)之间的电位差(误差)。

●使用积分器来将电容器上的电荷整合到第二电容器上。

●使用负反馈回路中的积分器来将误差驱动为零。

根据本公开内容的具体操作可以被总结为如下：

●在一个相位(例如，Φ2)中

将放大器的DC偏移采样到偏移电容器(例如，C1)上。

将误差采样到误差电容器(例如，C3)上，

使用输出电容器(例如，C2)来减少误差。

●在另一相位(例如，Φ1)中

使用放大器来将经采样的误差整合到输出电容器上，

使用放大器来减少误差，

使用偏移电容器来补偿DC偏移。

参考图10A和图10B，现在将描述在图3中示出的电流感测电路300的上下文中的放大器级202的操作的描述。图10A示出了具有过滤电容器C4和电压基准V_ref的放大器级202的实施例。如以上结合图3所解释的，放大器级202感测在节点308a与308b之间的电压差并调节M_casc以维持在节点308b处的电压等于在节点308a处的电压。在图10A和图10B的配置中，由于In₁被连接到V_OUT，所以在电流净空(在V_IN与V_OUT之间的差)太小时，则当In₁被用作基准(“虚拟地”)并且V_IN供应放大器时可能不存在针对放大器402的充分的净空。因此，如图10A和10B所示的单独的基准电压(V_ref)可以被提供以确保针对放大器402的充分的净空。

参考图10A，开关被示出为处于针对相位Φ2的配置中。在开关的该配置中，电容器C3跨In₁和In₂被连接，并且感测跨节点308a和308b的电压差。C3因此感测并存储在M_pass设备和M_sense设备的V_DS之间的误差。放大器级202将使用被连接到输出Out的电容器C2来“保持”M_casc的栅极电压以维持流过M_casc的电流。因此，即使放大器402与输出Out断开连接，M_casc可以仍然在相位Φ2期间借助于C2上的电荷适当地进行操作。通过M_casc的电流I_meas表示负载电流I_load。与输出Out断开连接的放大器402可以在单位增益环路中与电容器C1连接以便将放大器的DC偏移电压存储在C1中。

参考图10B，开关处于针对相位Φ1的配置中。在该相位中，在电容器C3上的电压存储在Φ2期间感测到的在节点308a与308b之间的电压差。电压差表示在需要被校正的节点308a与308b之间的误差。由于放大器402的输出(Out)被连接到电容器C2和M_casc，所以放大器能够将C3中的电荷整合到C2中并且同时根据在节点308a、308b之间的误差来调节M_casc。当放大器402与M_casc断开连接以进行DC偏移感测时，存储在C2中的电荷允许C2继续保持Φ2中的M_casc的栅极电压。在Φ1期间对放大器402的DC偏移的补偿借助于与C3串联连接的电容器C1(在一些实施例中，和C4)而发生。该布置允许负载电流感测电路300的连续接通(ON)操作，同时允许DC偏移校准发生以用于准确地感测负载电流。

参考图11A和11B，现在将描述在图2中示出的电流感测电路200的上下文中的放大器级202的操作的描述。图11A示出了具有过滤电容器C4的放大器级202的实施例。如以上结合图2所解释的，放大器级202感测在节点208a与208b之间的电压差(误差)并且调节M_mir1以维持在节点208b处的电压等于在节点208a处的电压。FET>mir2对流过M_mir1的电流进行镜像以产生表示负载电流I_load的输出电流I_meas。

在图11A中，开关处于针对相位Φ2的配置中。尽管放大器402与M_mir1断开连接并且因此不调节M_mir1，但是FET>mir1的栅极电压继续借助于电容器C2上的电荷被操作。电容器C1感测并存储放大器402的DC偏移。电容器C3感测并存储跨节点208a、208b的电压(误差)。

在图11B中，开关处于针对相位Φ1的配置中。在相位Φ2期间由C3感测到的误差由放大器402用于生成用于调节M_mir1和用于对C2进行充电的信号，使得C2能够继续在相位Φ2期间保持栅极电压M_mir1。放大器402的DC偏移由C1(在一些实施例中，和C4)补偿。

来自开关Φ1和Φ2的操作的电荷注入能够影响存储在电容器上的电荷，由此影响电容器上的电压并且对DC偏移功能的准确性造成影响。通过使用(抑制共模效应的)差分电路，电荷注入可以大部分被当作共模效应，并且将因此大部分被差分电路抑制。

现在参考图12，根据本公开内容的另一实施例的放大器级1202可以采用差分积分器设计。使用差分积分器借助于差分设计的性质提供改进共模抑制的益处。图12示出了NMOS LDO。然而，本领域普通技术人员将认识到，差分配置可以被并入到PMOS LDO中。

相位Φ1和相位Φ2中的操作与前面的实施例相似，但是在不同的上下文中。差分放大器A1的差分输入具有对应的电容器C1a/C1b和C2a/C2b。A2可以是能够将来自A1的差分输出转换成在输出OUT处的控制信号的差分对单端放大器/转换器。

电容器C1a和C1b感测在相位Φ2期间在差分放大器A1的差分输入中的DC偏移并且在相位Φ1期间用作归零电容器。电容器C3存储在Φ2期间感测到的在节点308a与308b之间的电压差。存储在电容器C3上的电荷可以在相位Φ1期间被整合到电容器C2a和C2b上，其继而可以在相位Φ2期间用作保持电容器以维持到A2的输入并且因此维持在OUT处的输出。

优点和技术效果

根据本公开内容的实施例能够提供更准确的电流感测。在特定实施例中，电流感测的准确性能够通过将传输晶体管的电压降更准确地复制到感测晶体管上来实现。根据本公开内容的实施例能够使用能够提供连续接通操作的单个运算放大器自动归零设计来减少放大器中的DC偏移。

以上描述说明了本公开内容的各个实施例以及特定实施例的各方面可以如何被实现的示例。以上示例不应当被认为是唯一的实施例，并且被呈现以说明如由以下权利要求限定的特定实施例的灵活性和优点。基于以上公开内容和以下权利要求，可以在不背离如由权利要求限定的本公开内容的范围的情况下采用其他布置、实施例、实现方式和等效方案。

要求如下权利：