一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统与方法

摘要

本发明公开了一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统与方法,所述的系统包括射频发射通道、发射天线、射频接收通道、接收天线、时延器、干扰重建支路、降维运算支路和减法器。本发明提供了一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统与方法,在第二可调移相电路的移相值设置为0°和 90°时，将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，再根据两个移相值下乘法器输出的信号计算出最佳的移相值和衰减值，对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整，实现了将可调衰减器、第一可调移相电路最优值的二维求解转化为接收自干扰信号与自干扰参考信号相关的一维求解和后续计算，提高了射频域自干扰抑制的收敛速度。

说明书

技术领域

本发明涉及一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统与方法。

背景技术

当前无线通信系统采用时分双工或者频分双工的方法进行双向通信。时分双工系统，使用相同频率，但不同时隙来传输数据，从而隔离上下行链路之间的干扰。频分双工系统，使用相同时隙，但不同频率来传输数据，从而隔离上下行链路之间的干扰。这两种双工方法，在隔离上行和下行链路过程中，分别牺牲了时间资源和频率资源，导致频谱利用率低下。

当今社会对无线数据业务需求日益增加，空间无线信道拥挤程度却愈发突出，这迫使人们不断寻求新方法来提高频谱资源利用率和设备抗干扰性能。如果无线通信设备使用相同时间、相同频率的全双工技术来发射和接收无线信号，毫无疑问这将使得无线通信链路的频谱效率提高一倍。

然而，无线通信设备的发送端和接收端同时同频工作时，会使发送端产生的发送信号进入接收端的接收通道，形成自信号干扰，该自干扰强度远远强于接收端收到的来自远端无线通信设备信号的强度，从而严重影响接收端对远端无线设备发送信号的接收。通常情况，这将会降低接收端的灵敏度，增加误码率，导致通信性能下降。

因此，对于全双工收发机的接收信号进行射频域的自干扰抑制非常重要，目前，全双工收发机中自干扰抑制组件主要包含一个时延器、可调衰减器和可调移相器的单抽头射频域自干扰抑制结构，但是可调衰减器、可调移相器最优值的二维求解是一个非凸优化问题的求解，导致射频域自适应干扰抑制收敛速度缓慢。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统与方法，在第二可调移相电路处于不同移相值时，将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，再根据两个移相值下乘法器输出的信号计算出自干扰抑制最佳的移相值和衰减值，对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整，求解简单易行，从而提高了射频域自干扰抑制的收敛速度。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统，包括射频发射通道、发射天线、射频接收通道、接收天线、时延器、干扰重建支路、降维运算支路和减法器；

所述射频发射通道的输出端分别与发射天线和时延器连接，时延器的输出端与干扰重建支路连接，干扰重建支路的输出端与减法器的第一输入端连接；所述接收天线的输出端与减法器的第二输入端连接；减法器的输出端与射频接收通道连接；所述降维运算支路的输入端分别与时延器和接收天线连接，降维运算支路的输出端与干扰重建支路连接；

所述干扰重建支路用于重建系统的自干扰信号，包括可调衰减器和第一可调移相电路；可调衰减器的输入端与时延器连接，可调衰减器的输出端通过第一可调移相电路与减法器的第一输入端连接；

所述降维运算支路用于将干扰重建支路中可调衰减器和第一可调移相电路的最优值的二维求解转化为一维求解，计算出最优的衰减值和移相值，并对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整；所述降维运算支路包括第二可调移相电路、乘法器和控制单元，所述第二可调移相电路的输入端与时延器连接，第二可调移相电路的输出端与乘法器的第一输入端连接，乘法器的第二输入端与接收天线连接，乘法器的输出端与控制单元连接，控制单元的输出端分别与干扰重建支路的可调衰减器和第一可调移相电路连接。

进一步地，所述的发射天线和接收天线可以是双天线设置；也可以是单天线同时收发但需要采用环行器实现收发隔离。

所述的一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统，还包括基带发射单元和DAC电路,所述基带发射单元的输出端通过DAC电路与射频发射通道连接。

所述的一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统，还包括基带接收单元和ADC电路，所述射频接收通道的输出端通过ADC电路与基带接收通道连接。

所述的控制单元包括：

数据记录模块，用于记录第二可调移相电路处于不同移相值时，乘法器的输出信号；

计算模块，用于根据乘法器的输出信号，计算干扰抑制最佳的衰减值和移相值；

调整模块，用于对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整，使可调衰减器处于最佳的衰减值，使第一可调移相电路处于最佳的移相值。

所述第二移相电路处于的不同移相值为0°或90°。

进一步地，所述的第一移相电路包括可调移相器；

所述的第二移相电路可以包括可调移相器；

所述的第二移相电路也可以包括：开关选择电路，0°移相(不移相，或者说没有移相器)的第一支路，以及90°移相(包含90°固定移相器)的第二支路。

所述的一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统进行自干扰抑制的方法，包括以下步骤：

S1.通过时延器对射频发射通道输出的信号进行处理，得到时延信号；

S2.将时延信号输入第二可调移相电路；

S3.在时间段0～T内将第二可调移相电路的移相值设置为0°，并在该时间段内将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，并将乘法器输出的信号传输给控制单元进行保存；

S4.在时间段T～2T内将第二可调移相电路的移相值设置为90°，并在该时间段内将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，并将乘法器输出的信号传输给控制单元进行保存；

S5.控制单元计算干扰抑制最佳的衰减值和移相值；

S6.控制单元根据计算结果对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整。

所述的步骤S5包括以下子步骤：

S51.控制单元计算时间段0～T乘法器输出的平均信号

S52.控制单元计算时间段T～2T内乘法器输出的平均信号

S53.控制单元根据平均信号计算干扰抑制的最佳衰减值和干扰抑制的最佳移相值

$\hat{a}=\frac{1}{p_l}\sqrt{{\left[\hat{e}\left(0\right)\right]}^2+{\left[\hat{e}\left(90\right)\right]}^2},$

$\hat{\phi }=arctan\left[\frac{\hat{e}\left(90\right)}{\hat{e}\left(0\right)}\right],$

式中，p_l代表全双工发射机的发射功率。

所述的步骤S6包括以下子步骤：

S61.控制单元对可调衰减器进行调整，使其处于干扰抑制的最佳衰减值

S62.控制单元对第一可调移相电路进行调整，使其处于干扰抑制的最佳移相值

所述步骤S6后还包括一个信号接收步骤：通过减法器实现来自接收天线的信号减去调整后第一移相电路输出的信号，并将相减得到的结果传输给射频接收通道。

本发明的有益效果是：在第二可调移相电路的移相值设置为0°和90°时，将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，再根据两个移相值下乘法器输出的信号计算出自干扰抑制最佳的移相值和衰减值，对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整；进而实现了将可调衰减器、第一可调移相电路最优值的二维求解转化为接收自干扰信号与自干扰参考信号相关的一维求解和后续计算，求解简单易行，从而提高了射频域自干扰抑制的收敛速度；同时由于在移相值设置为0°和90°时，在固定时间段内对乘法器的输出信号进行平均运算，提高了运算结果的准确性。

附图说明

图1为本发明的系统原理框图；

图2为本发明的方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统，包括射频发射通道、发射天线、射频接收通道、接收天线、时延器、干扰重建支路、降维运算支路和减法器；

所述射频发射通道的输出端分别与发射天线和时延器连接，时延器的输出端与干扰重建支路连接，干扰重建支路的输出端与减法器的第一输入端连接；所述接收天线的输出端与减法器的第二输入端连接；减法器的输出端与射频接收通道连接；所述降维运算支路的输入端分别与时延器和接收天线连接，降维运算支路的输出端与干扰重建支路连接；

所述干扰重建支路用于重建系统的自干扰信号，包括可调衰减器和第一可调移相电路；可调衰减器的输入端与时延器连接，可调衰减器的输出端通过第一可调移相电路与减法器的第一输入端连接；

所述降维运算支路用于将干扰重建支路中可调衰减器和第一可调移相电路的最优值的二维求解转化为一维求解，计算出最优的衰减值和移相值，并对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整；所述降维运算支路包括第二可调移相电路、乘法器和控制单元，所述第二可调移相电路的输入端与时延器连接，第二可调移相电路的输出端与乘法器的第一输入端连接，乘法器的第二输入端与接收天线连接，乘法器的输出端与控制单元连接，控制单元的输出端分别与干扰重建支路的可调衰减器和第一可调移相电路连接。

在本发明的实施例中，所述的发射天线和接收天线可以是双天线设置；也可以是单天线同时收发但需要采用环行器实现收发隔离。

所述的一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统，还包括基带发射单元和DAC电路,所述基带发射单元的输出端通过DAC电路与射频发射通道连接。

所述的一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统，还包括基带接收单元和ADC电路，所述射频接收通道的输出端通过ADC电路与基带接收通道连接。

所述的控制单元包括：

数据记录模块，用于记录第二可调移相电路处于不同移相值时，乘法器的输出信号；

计算模块，用于根据乘法器的输出信号，计算干扰抑制最佳的衰减值和移相值；

调整模块，用于对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整，使可调衰减器处于最佳的衰减值，使第一可调移相电路处于最佳的移相值。

所述第二移相电路处于的不同移相值为0°或90°。

所述的第一移相电路包括可调移相器；

在本发明的一个实施例中，所述的第二移相电路可以包括可调移相器；

在本发明的另一个实施例中，所述的第二移相电路也可以包括：开关选择电路，0°移相(不移相，或者说没有移相器)的第一支路，以及90°移相(包含90°固定移相器)的第二支路。

如图2所示，所述的一种同时同频全双工的射频域快速自干扰抑制系统进行自干扰抑制的方法，包括以下步骤：

S1.通过时延器对射频发射通道输出的信号进行处理，得到时延信号；

S2.将时延信号输入第二可调移相电路；

S3.在时间段0～T内将第二可调移相电路的移相值设置为0°，并在该时间段内将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，并将乘法器输出的信号传输给控制单元进行保存；

S4.在时间段T～2T内将第二可调移相电路的移相值设置为90°，并在该时间段内将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，并将乘法器输出的信号传输给控制单元进行保存；

S5.控制单元计算干扰抑制最佳的衰减值和移相值；

S6.控制单元根据计算结果对可调衰减器和第一可调移相电路进行调整。

所述的步骤S5包括以下子步骤：

S51.控制单元计算时间段0～T乘法器输出的平均信号

S52.控制单元计算时间段T～2T内乘法器输出的平均信号

S53.控制单元根据平均信号计算干扰抑制的最佳衰减值和干扰抑制的最佳移相值

$\hat{a}=\frac{1}{p_l}\sqrt{{\left[\hat{e}\left(0\right)\right]}^2+{\left[\hat{e}\left(90\right)\right]}^2},$

$\hat{\phi }=arctan\left[\frac{\hat{e}\left(90\right)}{\hat{e}\left(0\right)}\right],$

式中，p_l代表全双工发射机的发射功率。

在本发明的实施例中，所述的时间T可以是合理的任意值，如30s，1min，5min等，由用户根据需要自行设置。

所述的步骤S6包括以下子步骤：

S61.控制单元对可调衰减器进行调整，使其处于干扰抑制的最佳衰减值

S62.控制单元对第一可调移相电路进行调整，使其处于干扰抑制的最佳移相值

所述步骤S6后还包括一个信号接收步骤：通过减法器实现来自接收天线的信号减去调整后第一移相电路输出的信号(即干扰重建支路输出的信号)，并将相减得到的结果传输给射频接收通道。

在传统的自干扰抑制系统中，需要对可调衰减器、可调移相器最优值进行二维求解，但是可调衰减器、可调移相器最优值的二维求解是一个非凸优化问题的求解，导致射频域自适应干扰抑制收敛速度缓慢。

本发明中，在第二可调移相电路的移相值设置为0°和90°时，将第二可调移相电路的输出信号与接收天线接收到的信号通过乘法器相乘，再根据两个移相值下乘法器输出的信号计算出自干扰抑制最佳的移相值和衰减值，对可调衰减器和第一移相电路进行调整；进而实现了将可调衰减器、第一可调移相电路最优值的二维求解转化为接收自干扰信号(接收天线输出)与自干扰参考信号(第二可调移相电路输出)相关的一维求解和后续计算，求解简单易行，从而提高了射频域自干扰抑制的收敛速度；同时由于在移相值设置为0°和90°时，在固定时间段内对乘法器的输出信号进行平均运算，提高了运算结果的准确性。