一种非均匀子带叠加的OFDM通信方法及系统

摘要

本发明公开了一种非均匀子带叠加的OFDM通信方法及系统，属于无线通信领域。本发明的发射端根据不同的应用场景，把整个信道带宽划分为多个子带，而且每个子带的子载波间隔和时域符号长度可以不同。继而把高速的码流通过子带划分变成低速的码流，以此降低信号采样速率，提高频谱利用率；同时将OFDM调制后的信号通过多相多级滤波器进行滤波，进而降低计算复杂度。接收端进行与发射端对应的一系列逆处理即可得到估计的发送数据。本发明在保留了OFDM和F‑OFDM的优点的同时，克服了其缺点。本发明可以实现带宽的灵活配置，实现信号的异步传输。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信领域，具体设涉及一种非均匀子带叠加的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信技术。

背景技术

移动通信自诞生以来，经过三十多年的迅速发展，已经成为连接人类社会的基础信息网络，它不仅改变了人们的生活方式，而且推动了国民经济的发展，提高了社会信息化水平。随着第四代移动通信系统(4G)进入商用阶段，第五代移动通信系统(5G)已经成为全球研究的热点。未来5G通信网络的终端容量将达到几百亿以上，可穿戴智能终端、海量物联网终端、车联网终端以及支持D2D(Device-to-Device)通信的终端等，这些将会成为终端连接的重要组成部分，所以未来的5G网络需要以最优的方案支撑海量的终端连接。5G网络是一个多种应用场景融合的大平台，有些应用场景要求超高带宽、有些应用场景关注实时到达、有些仅仅是海量小数据应用、有些是紧急灾难应急。怎样满足多元化的应用场景需求是5G研究的重要课题。在热点高容量场景下，实现极高的用户体验速率和极高的流量密度，也是5G面临的主要挑战。总体来说，未来5G网络需要支持更高的速度、更低的时延、更多的业务、海量的终端、更高的频谱利用率，为了满足以上的要求，5G网络中空口波形的设计成为研究的重点。

在第四代移动通信系统中利用的OFDM技术，虽然提高了频谱利用率，且可以对抗多径衰落，但是OFDM系统其频谱为sinc函数，使得发射信号带外衰减较慢，产生较大的带外辐射，为了降低频带之间的干扰，需要更多的保护带。在LTE标准中，10％的带宽用于降低OFDM频谱的带外衰减，造成频谱资源浪费。在上行信道中，如果旁瓣增益较高，用户之间需要严格的同步。为了提高频谱利用率，降低带外衰减，可以在OFDM系统中添加一个滤波器，这就是滤波OFDM(Filtered-OFDM:F-OFDM)系统方案。华为设计了一种直接滤波的方法产生F-OFDM信号，即每个子带通过添加一个汉宁滤波器降低带外衰减。该方法用到的滤波器长度为1025，使得计算复杂度非常高，为硬件实现增加了难度。

OFDM系统子载波间隔是固定不变的，不能灵活配置频谱资源。OFDM系统的时频资源分配方式如下：频域子载波间隔固定，而子载波间隔确定之后，其时域符号的长度、CP(循环前缀)长度等也就基本确定，对于OFDM系统来说，5G的以下灵活的要求，不能做到。比如端到端1ms时延的车联网业务，要求极短的时域周期，这就需要频域较宽的子载波带宽；而物联网的多连接场景，单传感器传送数据量极低，但对系统整体连接数要求很高，需要在频域上配置比较窄的子载波带宽，而在时域上符号的长度以及TTI都可以足够长，几乎不需要考虑码间串扰问题，也就不需要再引入CP。

发明内容

本发明的发明目的在于：针对上述存在的问题，提供一种非均匀子带叠加的OFDM通信方法，以满足不同场景下资源的灵活配置，同时提高频谱利用率，降低计算复杂度。

本发明的一种非均匀子带叠加的OFDM通信方法，包括下列步骤：

发射端步骤：

将整个信道带宽划分为K个子带，设置每个子带的宽带设置为B_i＝Δf_iN_RBQ_i，并设置每个子带传输的子载波个数其中Δf_i表示第i个子带的子载波间隔且K个子带的子载波间隔不同，N_RB表示一个资源块的子载波数目(N_RB的取值取决于所采用的通信协议)，Q_i为预设整数，子带标识符i＝1,2,…K，符号表示下取整；

设置每个子带的信号采样率为其中N_i表示第i个子带的移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数，m_i表示降低倍数，通过调整m_i的取值，使得N_i/m_i与的差值在预设范围内，即尽量使得N_i/m_i的值最接近现有的子带信号采样率通常为N_iΔf，本发明通过降低子带信号采样率，从而使得采用的滤波器的阶数降低，进而降低计算复杂度。

对输入的二进制比特流数据b进行调制得到复数信号d，并基于设置的子载波个数将复数信号d划分到K个子带，得到K个子带的复数信号d_i，其中复数信号d_i的信号采样率为

分别对K个复数信号d_i进行OFDM调制(逆傅里叶变换、添加循环前缀)，得到信号其中逆傅里叶变换的采样点数为N_i/m_i；

基于第i个子带的F_i级滤波器，每级滤波器的采样值L_j,j＝1,2,…,F_i(其中)，对信号进行F_i级的逐级速率匹配处理：从第1级开始，基于当前级的采样值L_j进行上采样后，再通过第j级的滤波器进行卷积处理，即先对信号根据第1级的采样值L₁进行上采样后，再通过第1级滤波器；接着对第1级滤波器的输出基于采样值L₂进行上采样后，再通过第2级滤波器；依次类推，完成逐级速率匹配；本发明通过逐级速率匹配，使得每个子带的信号采样率相同，其采样率均为f_s＝N_iΔf_i，i＝1,2,…,K，即达到和移动通信标准中相同的采样率。

为了进一步提高处理效率，在进行F_i级的逐级速率匹配处理时，先对第i个子带的各级滤波器进行多相分解，得到第j级的个子滤波器，其中第j级的子滤波器的长度为表示第i个子带的第j级滤波器的长度；在进行第j级卷积滤波时，通过j级的个子滤波器并行进行。

对第F_i级滤波器输出的信号进行频谱搬移处理，得到信号将K个子带的信号叠加得到发射信号并发射。

发射信号经信道传输得到信号

接收端步骤：

接收信号并对信号进行发射端相同的频谱搬移处理，得到各子带的接收信号其中i＝1,2,…K；

基于与发射端匹配的各子带的F_i级滤波器、每级滤波器的采样值L_j，对信号进行F_i级的逐级速率匹配处理，得到信号从第F_i级开始，先通过第j级的滤波器进行卷积处理，再基于当前级的采样值L_j进行下采样，即实现发射端的逆逐级速率匹配；

对信号去循环前缀、傅里叶变换，得到频域信号其中傅里叶变换的采样点数为N_i/m_i；再对K个频域信号进行串并转换得到信号

对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据

本发明根据不同的应用场景，把整个信道带宽划分为多个子带，继而把高速的码流通过子带划分变成低速的码流，以此降低信号采样速率，提高频谱利用率；而且每个子带的子载波间隔和时域符号长度可以不同。信号通过多相多级滤波器进行滤波，进而降低计算复杂度。本发明在保留了OFDM和F-OFDM的优点的同时，克服了其缺点；可以实现带宽的灵活配置，实现信号的异步传输。

对应上述通信方法，本发明还公开了一种非均匀子带叠加的OFDM通信系统，包括发射端、接收端，其中发射端包括比特流生成单元、信号调制单元、多路分配器、OFDM调制单元、频谱搬移单元和发射单元；接收端包括接收单元、信号解调单元、复用器、OFDM解调单元、频谱搬移单元；同时，发射端、接收端还分别还包括速率匹配单元；其中速率匹配单元包括F组采样单元和滤波器，采样单元的采样值为L_j，且m_i表示第i个子带的降低倍数，且满足N_i/m_i的值最接近第i个子带的子载波数N_i表示移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数，将F_i组采样单元和滤波器定义为1～F_i级速率匹配子单元；

发射端：

比特流生成单元用于生成二进制比特流数据b，并经信号调制单元调制得到复数信号d；

多路分配器将复数信号d划分为K个子带，每个子带的复数信号为d_i，且第i个子带的宽带B_i＝Δf_iN_RBQ_i，其中Δf_i表示第i个子带的子载波间隔且K个子带的子载波间隔不同，N_RB表示一个资源块的子载波数目，Q_i为预设整数；第i个子带的信号采样率其中N_i表示第i个子带的移动通信系统标准的傅里叶变换采样点数，m_i表示降低倍数；

通过K路OFDM调制单元，并行对K个复数信号d_i进行逆傅里叶变换、添加循环前缀得到信号其中逆傅里叶变换的采样点数为N_i/m_i；

通过K路速率匹配单元，并行对K个信号进行F_i级的逐级速率匹配处理：从第1级速率匹配子单元开始，先基于采样值L_j对当前输入进行上采样，再通过第j级滤波器进行卷积滤波并将卷积滤波结果作为后一级的输入，其中第1级的输入为信号

将第F_i级滤波器的输出信号作为频谱搬移单元的输入，通过K路频谱搬移单元完成K个信号的频谱搬移处理，得到信号并发送至发射单元；

发射单元将K个子带的信号叠加得到发射信号并发射。

发射信号经信道传输得到信号

接收端：

接收单元用于接收信号并发送给频谱搬移单元；

K路频谱搬移单元对信号进行发射端相同的频谱搬移处理，得到K路接收信号并发送给速率匹配单元，其中i＝1,2,…K；

通过K路速率匹配单元，并行对K个信号进行F_i级的逐级速率匹配处理，得到信号从第F_i级速率匹配子单元开始，先通过第j级滤波器进行卷积滤波，再基于采样值L_j进行下采样，并将下采样结果作为后一级速率匹配子单元的输入，其中第F_i级的输入为信号

将信号作为OFDM解调单元的输入，通过K路OFDM解调单元完成K个信号的去循环前缀、傅里叶变换，得到K路频域信号其中傅里叶变换的采样点数为N_i/m_i；

复用器用于将K路频域信号合并为一路信号并发送给信号解调单元；

信号解调单元对信号进行解调制得到估计的二进制比特流数据

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1)通过降低每个子带信号的采样率，从而降低所采用的滤波器的阶数，降低信号的带外衰减，提高频谱利用率；

2)在进行滤波时，连接多级滤波器，每一级滤波器采用多相分解的方式，可以降低滤波器阶数，降低计算复杂度；

3)在频域上，每个子带可设置满足不同系统要求的子载波间隔，即可以灵活配置带宽，满足不同应用场景的需求；

4)在时域上，由于整个带宽划分为K个子带，每个子带是相互独立的，可以传输不同的信号，降低了系统对同步精度的要求。

附图说明

图1为本发明的流程示意图。

图2为F-OFDM和OFDM系统的信号功率谱曲线。

图3为本发明(NSS-OFDM系统)不同应用场景的资源配置。

图4为本发明不同滤波器下和OFDM系统的性能曲线。

图5为本发明三个子带划分不同子载波间隔下的BER曲线。

图6为本发明不同调制方式不同保护带和OFDM系统的性能曲线。

图7为OFDM系统，F-OFDM系统和本发明(NSS-OFDM系统)不同调制方式下的计算复杂度三维柱状图。

图8为OFDM系统，F-OFDM系统和NSS-OFDM系统频谱利用率三维柱状图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

参见图1，本发明的非均匀子带叠加的OFDM通信系统(以下简称NSS-OFDM系统)主要包括比特流生成单元、发射单元、信号接收单元、信号调制/解调制单元，子带划分/整合单元，OFDM调制/OFDM解调单元，速率匹配单元和频谱搬移单元。详细过程为：

在发射端，比特流生成单元生成系统所需的二进制比特流数据b，经过信号调制，如QPSK，得到复数信号d，通过多路分配器(DEMUX)将复数信号d划分为K个子带，每个子带的复数信号为d_i,i＝1,2,…,K。子带之间保护带为N_FGI，每个子带的带宽为：B_i＝Δf_iN_RBQ_i，其中Δf_i,i＝1,2,…,K为第i个子带的子载波间隔，不同的应用场景，子载波间隔不同，如图3所示(根据不同的应用场景可以配置不同的子载波间隔和时间周期。对于物联网场景，单传感器传送数据量极低，但对系统整体连接数要求很高，则子载波间隔较窄，但时域符号长度较长；对于车联网和高铁的应用场景，需要较宽的子载波间隔，为了降低时延，信号的时域符号周期较短。对于传统的OFDM系统，子载波间隔和信号的时域符号周期是固定的，可进行普通的声音/数据和视频的传输；对于其它应用场景，可根据不同的要求，设置不同的子载波间隔)。N_RB为一个资源块子载波的个数(如LET中资源块的子载波数目)，Q_i为预设整数，且满足B为整个系统的带宽。在K个子带中，子载波间隔不同，每个子带传输子载波个数为：

根据不同的应用场景，将所划分的每个子带的信号采样率设置为其中降低倍数m_i的取值基于进行设置，即使得使得的值最接近FFT和IFFT模块是OFDM系统中最基本的模块，FFT是实现DFT(离散傅里叶变化)的一种快速算法，IFFT是FFT的逆变换。本发明中，IFFT、FFT所涉及的采样点数均为下标i用于标识不同的子带。

将第i子带的复数信号d_i输入OFDM调制单元(IFFT变换，添加循环前缀)得到信号

然后再对信号进行逐级速率匹配：信号进行上采样然后依次和滤波器1，2，…F卷积。信号首先经过L₁倍的上采样，经过滤波器1，然后信号经过L₂倍的上采样，经过滤波器2，直至经过倍的上采样经过滤波器F_i。其中为了降低F_i级滤波器阶数，提高传输速率，把滤波器1,2,…F_i分别划分为个子滤波器，信号和子滤波器组进行卷积。

当信号经过F_i级滤波器之后，每个子带的信号采样率相同，其采样率为：f_s＝N_iΔf_i，i＝1,2,…,K。通过多相子滤波器进行滤波，K个子路的信号并行运算，可以大大提高运行的速度。

第i个子带信号经过1,2,…F_i级滤波器得到信号对此信号进行相应的频谱搬移得到信号为K个子带信号叠加得到总的发射信号为：

叠加之后的信号经过信道得到

在接收端，接收单元用于获取接收信号并通过频谱搬移单元对接收信号进行和发射端对应的频谱搬移，得到每个子带的信号

在发射端的速率匹配单元，对每个子带信号先通过第F级速率匹配子单元：经第F级滤波器进行卷积滤波，再基于采样值L_F进行下采样；再以同样的方式逐级通过第F-1,…,2,1级速率匹配子单元，最终得到信号

信号经过OFDM解调模块(去循环前缀，FFT变换)得到频域信号

最后，通过复用器(MUX)将K个频域信号复合为一路信号经信号解调单元进行解映射得到估计二进制比特流数据

本发明的NSS-OFDM系统根据不同场景可以灵活配置信号的参数，而且通过利用多相多级滤波可以降低计算复杂度，提高频谱利用率。本发明把系统运行乘法的次数作为计算复杂度。在计算复杂度时，只考虑信号通过IFFT和滤波器的乘法次数。下面分别给出三种系统(OFDM系统、F-OFDM系统、NSS-OFDM系统)在发射端的计算复杂度Γ：

$\Gamma =\left(\begin{array}{cc}\frac{N}{2}{\log }_{2}N,& OFDM\\ \underset{i=1}{\overset{K}{\Sigma }}(\frac{N}{2}{\log }_{2}N+{\mathrm{NL}}_f),& F-OFDM\\ \underset{i=1}{\overset{K}{\Sigma }}(\frac{N_i}{2m}{\log }_2\frac{N_i}{m}+\frac{N_i}{m}{L}_{K,1}+...+(\frac{N_i}{m}+L_{K,1}-1+,...,+L_{K,F-1}-1)L_{K,F}),& NSS-OFDM\end{array}\right)$

其中，N为OFDM系统和F-OFDM系统IFFT/FFT采样点数，K为整个带宽划分的子带个数。在F-OFDM系统中，每个子带滤波器长度为L_f。在NSS-OFDM系统中，L_K,1…,L_K,F-1,L_K,F为划分K个子带时，滤波器1到滤波器F的长度，L₁…,L_F-1,L_F为滤波器上采样的值，且满足L₁×L₂×…×L_F-1×L_F＝m_i。N_i为每个子带的移动通信系统标准的IFFT/FFT采样点数，m_i为降低倍数。

在LTE标准中，OFDM系统的频谱利用率为：本发明的NSS-OFDM系统的频谱利用率为：其中K为子带划分的个数，N_FGI′为信道边缘保护带的间隔，满足N_FGI′＝p₁Δf，N_FGI为子带间保护带间隔，取值为N_FGI＝p₂Δf，Δf为子载波间隔。其中p₁、p₂为系统预设参数，且p₂可以设置为0。

实施例

在仿真时，信号为LTE标准20MHz带宽下的传输模式，其中信道带宽为B＝20MHz，子载波间隔为Δf＝15KHz，信号的采样率为f_s＝30.72Mbps，不考虑信号的编解码。假设整个带宽划分三个子带，每个子带的子载波间隔分别为：Δf₁＝15KHz，Δf₂＝30KHz，Δf₃＝60KHz，则下采样之前三个子带傅里叶变换的采样点数分别为：N₁＝2048，N₂＝1024，N₃＝512，根据公式子带带宽公式B_i＝Δf_iN_RBQ_i可得到三个子带信号带宽依次为：B₁＝15×12×Q₁＝180Q₁KHz、B₂＝30×12×Q₂＝360Q₂KHz、B₃＝60×12×Q₃＝720Q₃KHz，令Q₁＝37,Q₂＝18,Q₃＝9，可得到三个子带的信道带宽分别为B₁＝6.66MHz，B₂＝6.48MHz，B₃＝6.48MHz。每个子带传输的子载波个数为：每个子带进行4倍的下采样，下采样之后的傅里叶变换的采样点数分别为：N_FFT1＝512，N_FFT2＝256，N_FFT3＝128。剩余的信道带宽作为子带之间的保护带N_FGI和边缘的保护带N_FGI′，其他参数设置如表1所示。

表1

图2表示OFDM系统和F-OFDM(K＝1)系统的功率谱密度曲线。K为整个带宽划分子带的个数，OFDM系统边缘保护带为1MHz，F-OFDM系统整个带宽用SRRC滤波器滤波，滤波器的长度为L_f＝1025，边缘保护带为30KHz，其他参数和LTE>

图4表示NSS-OFDM系统在SRRC(平方根升余弦)窗滤波器，hanning(汉宁)窗滤波器和kasier(凯撒)窗滤波器下和OFDM系统的BER性能曲线。整个带宽划分为3个子带，每个子带的子载波间隔分别为：15KHz,30KHz,60KHz，子带之间保护间隔为15KHz，16QAM调制。在此仿真中NSS-OFDM系统的BER为所有子带错误比特数的和，其他参数如表1所示。仿真显示：SRRC(平方根升余弦)滤波器的性能最好，hanning(汉宁)滤波器的性能次之，kasier(凯撒)滤波器的性能最差。所以本发明选择SSRC滤波器对NSS-OFDM系统进行滤波，接收端采用匹配滤波的方法对信号滤波。

图5表示在同一条件下，三个子带的BER曲线。在仿真时，三个子带的子载波间隔分别为：Δf₁＝15KHz，Δf₂＝30KHz，Δf₃＝60KHz，子带之间的保护间隔为30KHz，每个子带为16QAM调制，其他参数如表1所示。由于每个子带的子载波间隔不同，子带之间的干扰也不同，当Δf₃＝2Δf₂＝4Δf₁时，子带1的信号会同时受到子带2和子带3的干扰。通过图形得出，通过不同子带的划分，子带之间不再满足正交性，子带3的BER性能曲线优于子带1和子带2。

图6表示不同调制方式下，固定滤波器阶数，改变子带之间的保护间隔，比较不同保护间隔对BER性能的影响。在此仿真中NSS-OFDM系统的BER为所有子带错误比特数的和，子带之间的保护带分别设置为0/1/2/3/4倍的最小子载波间隔Δf₁＝15KHz，其他参数设置如表1所示。通过图6得出，当系统在低阶调制时，如QPSK调制，所用滤波器阶数较低，滤波器1和滤波器2的阶数分别为：100,80。随着调制阶数提高，滤波器阶数增大，当调制方式为16QAM时，最优滤波器阶数为：200,100，当调制方式为64QAM时，最优滤波器阶数为：300,60。在不同的调制方式下，随着子带之间的保护间隔变大，NSS-OFDM系统的BER性能越好。

图7表示OFDM系统，F-OFDM系统和NSS-OFDM系统的计算复杂度Γ。在计算复杂度Γ的计算公式中，N＝2048为IFFT/FFT采样点数，整个带宽划分3个子带，三个子带的子载波间隔分别为：Δf₁＝15KHz，Δf₂＝30KHz，Δf₃＝60KHz。F-OFDM系统，每个子带滤波器的长度为1024。NSS-OFDM系统中，L₁＝L₂＝2为滤波器上采样的值，L_3,1,L_3,2为滤波器1和滤波器2的长度。在进行仿真时，子带之间的保护间隔为15KHz，调制方式分别为QPSK、16QAM和64QAM。选择SRRC滤波器进行滤波，其他参数如表1所示。通过上述参数得出NSS-OFM系统复杂度低于F-OFDM系统。

图8表示OFDM系统，F-OFDM系统和NSS-OFDM系统的频谱利用率。OFDM系统边缘分别有1MHz的保护带，则频谱利用率为90％，F-OFDM系统中，整个带宽划分为3个子带，三个子带的带宽分别为：0.72MHz,18MHz,0.72MHz。则频谱利用率为：在NSS-OFDM系统中，整个带宽划分为3个子带，三个子带的带宽分别为：6.66MHz，6.48MHz，6.48MHz，则NSS-OFDM系统的频谱利用率为：在仿真实验中，子带之间的保护间隔为15KHz，16QAM调制，SRRC滤波器的长度为L_3,1＝200,L_3,2＝100。通过图7和图8得出，NSS-OFDM复杂度低于F-OFDM系统直接滤波的方法，频谱利用率高于OFDM和F-OFDM系统。

由以上分析可知，本发明可以根据不同的应用场景灵活配置信号参数，为下一代通信系统提供了很好的波形设计方法。同时能提高频谱利用率，降低带外辐射，可以解决现在频谱短缺，传输数据指数级增长的问题。相对于F-OFDM直接滤波的方法，本发明通过多相多级滤波器卷积，使得滤波器长度大大降低，计算复杂度降低。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。