一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法

摘要

一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法，包括依次串联连接的：射频前端、模数转换器、循环前缀移除器、脉冲熄灭器、子载波间干扰补偿器、快速傅里叶变换器、用于得到信号矢量的下采样器、软解调器、解交织器、软译码器和硬判决器，其中，射频前端接收含有测距仪脉冲干扰的射频信号，硬判决器输出端输出发送比特序列的估计值，模数转换器的输出端还依次通过测距仪干扰检测器和脉冲位置估计器连接脉冲熄灭器，软译码器的输出还依次通过交织器、软符号重构器、乘法器、上采样器和快速傅里叶逆变换器连接子载波间干扰补偿器有输入端，下采样器的输出端还通过信道估计器分别连接软解调器和乘法器。本发明具有更好的链路差错传输性能，干扰抑制效果更好。

说明书

技术领域

本发明涉及一种脉冲干扰抑制方法。特别是涉及一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法。

背景技术

L频段数字航空通信系统1是民航未来沿陆地航路部署的空-地蜂窝移动通信系统，该系统主要为陆地航路、终端区及机场的航空器提供空中交通管制、航空公司运营管理数据通信服务，该系统是民航未来航空移动通信系统的主要技术手段之一。依据国际民航组织的规划，L频段数字航空通信系统1系统将以内嵌的方式部署在L频段测距仪的波道间，占用传输带宽500KHz。由于测距仪与正交频分复用信号频谱存在部分交叠，且测距仪系统发射功率较高，因此不可避免产生测距仪信号干扰L频段数字航空通信系统1系统正交频分复用接收机的问题，开展L频段数字航空通信系统正交频分复用接收机测距仪脉冲干扰抑制的方法研究具有重要意义。

目前，针对L频段数字航空通信系统1测距仪干扰抑制的研究主要集中在单天线干扰消除及阵列天线干扰抑制两个方面。

在单天线干扰消除方面，文献EPPLE U,HOFFMANN F,SCHELL M.Modeling dme interference impact on L-DCAS1[C]//IEEE.Integrated Communications,Navigation and Surveillance Conference(ICNS).Herndon,VA:IEEE,2012:G7-1-G7-13，以及文献EPPLE U,BRANDES S,GLIGOREVIC S,et al.Receiver optimization for L-DCAS1[C]//DASC'09.IEEE/AIAA 28th.Digital Avionics Systems Conference,2009.Orlando,FL:IEEE,2009:4.B.1-1-4.B.1-12.利用测距仪干扰信号在时域呈现脉冲干扰的特点，提出脉冲熄灭干扰抑制法。

为解决脉冲熄灭导致正交频分复用信号产生子载波间干扰的问题，文献BRANDES S,EPPLE U,SCELL M.Compensation of the impact of interference mitigation by pulse blanking in OFDM systems[C]//IEEE Global Telecommunications Conference,2009.GLOBECOM 2009.Honolulu,HI:IEEE.2009:1-6.及文献EPPLE U,SHUTIN D,SCHELL M.Mitigation of impulsive frequency-selective interference in OFDM based systems[J].IEEE Wireless Communications Letters,2012,1(5):484-487.以及文献LI Q Y,ZHANG J,M.MOSTAFA,M.SCHEKLL,Iterative interference mitigation and channel estimation for L-DCAS1[C]//2014 IEEE/AIAA 33rd Digital Avionics Systems Conference(DASC 2014),Colorado Springs,2014:pp.3B2-1-3B2-11.提出硬判决迭代子载波间干扰抑制法。

压缩感知脉冲干扰消除方法是由南加州大学的学者首次提出，参考文献Caire G,Al-Naffouri T Y,Narayanan A K,Impulse noise cancellation in OFDM:an application of compressed sensing[C].IEEE International Symposium on Information Theory,Toronto,Canada:IEEE,2008,6:1293–1297，其基本思想是：利用随机脉冲干扰时域的稀疏性，采用凸优化的方法进行压缩感知脉冲干扰重构并消除。

在基于阵列天线的L频段数字航空通信系统1正交频分复用接收机测距仪脉冲干扰抑制方面，文献刘海涛，刘亚洲，成玮.联合正交投影与盲波束形成的干扰抑制方法[J].系统工程与电子技术.2015,网络优先出版.首次提出利用正交投影算法消除高强度测距仪干扰，然后采用盲波束形成方法提取正交频分复用直射径信号的方法；

在正交投影消除脉冲干扰方法基础上,文献刘海涛，刘亚洲，张学军.联合正交投影与CLEAN的测距仪脉冲干扰抑制方法[J].信号处理.2015.6,网络优先出版.进一步提出利用CLEAN算法估计正交频分复用直射径信号来向的方法，并通过常规波束形成算法提取正交频分复用直射径信号。

正交频分复用接收机脉冲干扰消除的方法主要包括：脉冲熄灭方法、硬判决迭代子载波间干扰抑制法、正交投影与盲波束形成法、正交投影与信号来向估计法、压缩感知脉冲干扰消除方法，以下分别叙述这些技术的缺陷与不足。

脉冲熄灭方法虽然可以直接且方便地消除脉冲干扰，但在实际应用中，该方法存在以下两个方面的问题：第一个问题是脉冲干扰信号门限不易确定，由于正交频分复用信号自身峰均比较高，接收机通常不易确定脉冲熄灭门限，这将导致接收机性能降低。第二个问题是接收机采用脉冲熄灭之后，正交频分复用接收机产生子载波间干扰,最终也将导致接收机性能的恶化。

硬判决迭代子载波间干扰抑制法通过重构子载波间干扰提高链路传输的可靠性,但该方法依然存在两个方面的问题：(1)硬判决迭代子载波间干扰抑制法存在的固有错误传播现象；(2)迭代子载波间干扰重构及补偿的运算复杂度较高，收敛速度慢。

压缩感知的脉冲干扰抑制方法虽然能够有效重构高强度的脉冲干扰，但是该方法有存在一个问题，脉冲信号重构之后会产生残留干扰并且残留的干扰会显著恶化接收机的性能，影响传输链路的可靠性。

联合正交投影与盲波束形成的干扰抑制方法的基本思想：接收机首先通过将接收信号矢量投影到干扰信号正交补空间的方法消除高强度测距仪脉冲干扰，然后利用正交频分复用信号循环前缀的对称特性，基于期望信号与参考信号矢量内积度量最大化准则得到波束形成权值，并通过波束形成方法提取正交频分复用直射径信号。实际应用中该方法存在不足：当测距仪干扰较小时，正交投影干扰抑制性能较差。

联合正交投影与CLEAN的测距仪脉冲干扰抑制方法的基本思想：接收机首先通过将接收信号矢量投影到干扰信号正交补空间的方法消除高强度测距仪脉冲干扰，然后利用正交频分复用信号循环前缀的对称特性，采用CLEAN算法估计信号来向，然后通过常规波束成形提取正交频分复用直射径信号。实际应用中该方法存在主要不足：当接收正交频分复用信号功率较低且数据快拍较少时，提出方法的信号来向估计性能较差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种可有效克服测距仪脉冲干扰对L频段数字航空通信系统的链路干扰，保证信息传输的可靠性的基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法

本发明所采用的技术方案是：一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法，其特征在于，包括依次串联连接的：用于将射频信号转换为模拟基带信号的射频前端、用于将模拟基带信号转换为数字基带信号的模数转换器、用于移除循环的循环前缀移除器、用于抑制测距仪脉冲干的脉冲熄灭器、用于对子载波间干扰进行补偿的子载波间干扰补偿器、用于将时域信号转换成频域信号的快速傅里叶变换器、用于得到信号矢量的下采样器、用于得到各个子信道发送符号的软比特信息的软解调器、用于得到码字比特软信息的解交织器、用于获得码字比特后验软信息及信息比特后验软信息的软译码器和用于得到发送比特序列估计值的硬判决器，其中，所述射频前端的信号输入端接收的是含有测距仪脉冲干扰的射频信号，所述硬判决器输出端输出的是发送比特序列的估计值，所述模数转换器的输出端还依次通过用于检测是否有测距仪脉冲出现的测距仪干扰检测器和用于获得测距仪脉冲出现位置的脉冲位置估计器连接脉冲熄灭器，所述软译码器的输出还依次通过用于得到符号比特软信息的交织器、用于得到调制符号的软估计值的软符号重构器、用于得到待上采样信号矢量的乘法器、用于避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠的上采样器和用于得到重构信号矢量的快速傅里叶逆变换器连接子载波间干扰补偿器有输入端，所述下采样器的输出端还通过用于得到信道频率响应的信道估计器分别连接软解调器和乘法器。

本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法，具有如下特点：

1、与脉冲熄灭干扰抑制方法相比，本发明的方法可有效克服脉冲熄灭门限设置问题与子载波间干扰的问题，具有更好的链路差错传输性能。

2、与硬判决迭代子载波间干扰抑制法相比，本发明的方法：(1)可克服硬判决迭代子载波间干扰抑制法存在的固有错误传播现象；(2)收敛速度快，仅需一次迭代就可有效消除脉冲熄灭产生的子载波间干扰，获得满意的链路传输性能；(3)便于工程实现，具有良好的应用前景。

3.与基于压缩感知的脉冲干扰抑制方法相比，本发明的方法有更好的传输性能，且更加符合L波段数字航空通信系统1的标准规范，在L波段航空通信系统的反向链路中有较好的可实现性。因此，本发明实用性更好，应用前景更广。

4、与联合正交投影与盲波束形成的干扰抑制方法相比，本发明的方法不需要多天线接收，不需要提前已知或估计干扰信号个数，且本发明的方法适用不同功率的干扰信号，因此本发明的适用范围更为广。

5、与联合正交投影与CLEAN的测距仪脉冲干扰抑制方法相比，本发明的方法不需要借助空间谱估计理论估计干扰信号来向，且不需要常规波束形成算法提取期望信号，同时本发明不需要多天线和大量的数据快拍。因此，本发明将来更为实用，干扰抑制效果更好。

附图说明

图1是本发明一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法的构成框图；

图中：

1：射频前端 2：模数转换器

3：循环前缀移除器 4：脉冲熄灭器

5：子载波间干扰补偿器 6：快速傅里叶变换器

7：下采样器 8：软解调器

9：解交织器 10：软译码器

11：硬判决器12：脉冲位置估计器

13：信道估计器14：测距仪干扰检测器

15：快速傅里叶逆变换器16：上采样器

17：乘法器18：软符号重构器

19：交织器

图2是L波段数字航空通信系统1内嵌部署示意图；

图3是脉冲位置估计的根均方误差～信噪比的关系曲线图；

图4是重构时域信号波形对比图；

图5a是解调信号星座图(首次解调)；

图5b是解调信号星座图(迭代一次)；

图5c是解调信号星座图(迭代二次)；

图5d是解调信号星座图(迭代三次)；

图6是系统差错性能曲线图；

图7是比特差错性能曲线图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法做出详细说明。

如图1所示，本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法，包括依次串联连接的：用于将射频信号转换为模拟基带信号的射频前端1、用于将模拟基带信号转换为数字基带信号的模数转换器2、用于移除循环的循环前缀移除器3、用于抑制测距仪脉冲干的脉冲熄灭器4、用于对子载波间干扰进行补偿的子载波间干扰补偿器5、用于将时域信号转换成频域信号的快速傅里叶变换器6、用于得到信号矢量的下采样器7、用于得到各个子信道发送符号的软比特信息的软解调器8、用于得到码字比特软信息的解交织器9、用于获得码字比特后验软信息及信息比特后验软信息的软译码器10和用于得到发送比特序列估计值的硬判决器11，其中，所述射频前端1的信号输入端接收的是含有测距仪脉冲干扰的射频信号，所述硬判决器11输出端输出的是发送比特序列的估计值，所述模数转换器2的输出端还依次通过用于检测是否有测距仪脉冲出现的测距仪干扰检测器14和用于获得测距仪脉冲出现位置的脉冲位置估计器12连接脉冲熄灭器4，所述软译码器10的输出还依次通过用于得到符号比特软信息的交织器19、用于得到调制符号的软估计值的软符号重构器18、用于得到待上采样信号矢量的乘法器17、用于避免测距仪脉冲信号采样产生频谱混叠的上采样器16和用于得到重构信号矢量的快速傅里叶逆变换器15连接子载波间干扰补偿器5有输入端，所述下采样器7的输出端还通过用于得到信道频率响应的信道估计器13分别连接软解调器8和乘法器17。

来自天线的射频信号经射频前端1转换为模拟基带信号，模拟基带信号通过模数转换器2转换为数字基带信号(为克服测距仪干扰，接收机采用了过采样解调方案)，模数转换器2输出的数字基带信号进一步送入测距仪干扰检测器14中检测是否存在测距仪干扰。假设接收机已建立符号定时同步，则接收机移除循环前缀后，单个正交频分复用符号周期内接收信号矢量表示为r＝[r₀,…,r_n,…,r_VK-1]^T：

$r=h\otimes x+i+n---\left(1\right)$

其中，V代表过采样因子，K代表正交频分复用系统子信道总数，h代表信道冲击响应矢量，x代表发射信号矢量，i代表信道输入的测距仪干扰信号矢量，n代表信道输入的复高斯白噪声矢量。

接收信号矢量r首先送入脉冲位置估计器12获得测距仪脉冲出现的位置。若测距仪干扰检测器检测到存在测距仪干扰，则接收信号矢量r送入脉冲位置估计器12获得测距仪脉冲出现的位置。单个正交频分复用符号周期内包含测距仪脉冲噪声的样值序号的集合记为Ω：

Ω＝{n|,如果r_n包含测距仪干扰噪声,n＝0,....,VK-1}

接收信号矢量r同时送入脉冲熄灭器4消除脉冲干扰，脉冲熄灭器4输出信号矢量表示为y＝[y₀,…,y_n,…,y_VK-1]^T：

y＝D·r (2)

其中，D＝diag(d₀,…,d_n,…,d_VK-1)代表脉冲熄灭矩阵，当接收信号矢量r的第n个样值包含测距仪干扰时，d_n取值为0，否则d_n取值为1。脉冲熄灭器4输出信号矢量y进一步送入子载波间干扰补偿器5对子载波间干扰进行补偿，子载波间干扰补偿器5输出信号矢量记为z＝[z₀,…,z_n,…,z_VK-1]^T，其第n个样值z_n表示为：

$z_n=\left(\begin{array}{cc}{\hat{y}}_n,& n\in \Omega \\ y_n,& n\notin \Omega \end{array}\right)---\left(3\right)$

其中，代表接收机重构的接收信号矢量。当接收机首次处理接收信号矢量y时，由于信号未知，因此不进行子载波间干扰补偿，此时z＝y。子载波间干扰补偿器5输出信号矢量z进一步通过VK点快速傅里叶变换完成正交频分复用信号解调，快速傅里叶变换器6输出的频域信号矢量表示为Y^ov：

Y^ov＝F·z>

其中，F代表VK点快速傅里叶变换矩阵。

F的第l行第n列元素表示为l＝0,…,KV-1；n＝0,…,KV-1。快速傅里叶变换器6输出信号矢量经下采样得到信号矢量Y，其第k个分量Y_k表示为：

$Y_k=\frac{1}{\sqrt{V}}{Y}_{\frac{(V-1)K}{2}+k+1}^{ov},k=0,\mathrm{...},K-1---\left(5\right)$

假设接收机通过信道估计得到信道的频率响应H_k,k＝0,...,K-1，则软解调器8根据输入信号矢量Y＝[Y₀,…,Y_k,…,Y_K-1]^T及信道的频率响应H_k,k＝0,...,K-1可计算得到各个子信道发送符号的软比特信息L_Dem。发送符号的软比特信息L_Dem通过解交织器9得到码字比特软信息L_Dei，码字比特软信息在软译码器10中进行软判决译码，软译码器10输出两类软信息：码字比特后验软信息L_Dec及信息比特后验软信息L_Des。码字比特后验软信息L_Dec进一步反馈到交织器19得到符号比特的软信息L_I，L_I通过软符号重构器18得到调制符号的软估计值第k个子信道的软符号估计值与相应子信道频率响应H_k通过乘法器17相乘得到信号矢量通过上采样器16进行频域补零处理得到上采样信号矢量

$\hat{Y}=\left(\begin{array}{c}{O}_{\frac{(V-1)K}{2}}\\ {\hat{X}}^{ov}\\ O_{\frac{(V-1)K}{2}}\end{array}\right)---\left(6\right)$

其中，Ο代表全零列矢量。上采样信号矢量通过VK点快速傅里叶逆变换器15得到重构信号矢量

$\hat{y}=F^{-1}·\hat{Y}---\left(7\right)$

其中，F^-1代表VK点的离散傅里叶逆变换矩阵。当迭代子载波间干扰补偿方法收敛后，软译码器10输出的信息比特后验软信息L_Des送入硬判决器11进行判决可得到发送比特序列的估计值。

在本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法中：

图2给出L波段数字航空通信系统1内嵌部署示意图。由图观察可得：正交频分复用信号的能量主要集中于[-250KHz～+250KHz]，测距仪信号的能量主要位于±250KHz处,因此本发明所述的测距仪干扰检测器14是通过比较接收信号在频域±250KHz及直流子信道附近平均功率的方法来检测是否存在测距仪干扰，包括：

1)分别定义参量

${\bar{P}}_0=\frac{1}{J}\underset{k=J/2,k\ne 0}{\overset{J/2}{\Sigma }}{\left|R(n_0+k)\right|}^2---\left(8\right)$

${\bar{P}}_{250}=\frac{1}{J}\underset{k=-J/2,k\ne 0}{\overset{J/2}{\Sigma }}{\left|R(n_1+k)\right|}^2---\left(9\right)$

${\bar{P}}_{-250}=\frac{1}{J}\underset{k=-J/2,k\ne 0}{\overset{J/2}{\Sigma }}{\left|R(n_2+k)\right|}^2---\left(10\right)$

其中，n₀代表直流子信道的位置索引，n₁代表250KHz处子信道的位置索引，n₂代表-250KHz处子信道的位置索引，V代表过采样因子，K代表OFDM系统子信道总数，r(n)代表第n个接收信号样值；；代表直流子信道附近J个子信道的平均功率，代表250KHz处子信道附近J个子信道的平均功率，代表-250KHz处子信道附近J个子信道的平均功率，J取正偶数；

2)对估计度量公式进行离散微分处理，以提取相关度量曲线的上升沿与下降沿，处理后的公式如下：

M(n)＝P(n+1)-P(n)

其中，M(n)代表估计度量的离散微分形式，P(n)代表第n个样值估计度量，P(n+1)代表第n+1个样值估计度量。

所述的脉冲位置估计器12包括：

1)给出估计度量公式，本发明的估计度量公式是采用文献EPPLE U,HOFFMANN F,SCHELL M.Modeling dme interference impact on L-DCAS1[C]//IEEE.Integrated Communications,Navigation and Surveillance Conference(ICNS).Herndon,VA:IEEE,2012:G7-1-G7-13所给出的公式，具体如下：

$P\left(n\right)=\frac{|\underset{m=0}{\overset{N_{corr}-1}{\Sigma }}r(n+m)·r^{*}(n+m+N_{diff})|}{\frac{1}{2}·\underset{m=0}{\overset{N_{corr}-1}{\Sigma }}({\left|r\left(n+m\right)\right|}^2+{\left|r^{*}\left(n+m+N_{diff}\right)\right|}^2)}---\left(11\right)$

式中：N_corr代表单个测距仪脉冲的宽度，N_diff代表测距仪脉冲对的间隔，r代表接收信号,r^*表示对接收信号r取共轭，n代表采样序号,m代表移位序号。

2)在实际应用中发现，依据式(11)计算得到的相关度量曲线存在较大的平台，导致计算得到的测距仪脉冲位置估计精度不高，影响了脉冲熄灭器的性能。为克服以上问题，提出了一种改进的测距仪脉冲位置估计方法。具体是对估计度量公式进行离散微分处理，以提取相关度量曲线的上升沿与下降沿，处理后的公式如下：

M(n)＝P(n+1)-P(n)(12)

其中，M(n)代表估计度量的离散微分形式，P(n)代表第n个样值估计度量，P(n+1)代表第n+1个样值估计度量。

3)对改进度量M(n)的上升沿与下降沿出现位置取平均，得到测距仪脉冲出现位置，上升沿定义为：估计度量的离散微分形式M(n)斜率最大采样点的采样序号A；下降沿定义为：估计度量的离散微分形式M(n)斜率最小采样点的采样序号B；那么，测距仪脉冲出现的位置为

4)根据测距仪脉冲出现的位置，并利用测距仪脉冲宽度恒定及测距仪脉冲对间距恒定的特点，计算得到包含测距仪脉冲干扰样值序号的集合Ω。

设定测距仪脉冲出现的起始采样序号为L,测距仪脉冲对宽度为N_corr+N_diff，那么测距仪脉冲干扰样值序号的集合Ω＝{L,L+1,…,L+N_corr+N_diff-1}。

软解调器8第k个子信道输入信号Y_k表示为：

Y_k＝H_k·X_k+N_k,k＝0,...,K-1(13)

其中，H_k代表第k个子信道的频率响应，X_k代表第k个子信道传输的调制符号，N_k代表第k个子信道输入的噪声信号，其包括信道输入的复高斯白噪声及脉冲熄灭导致的子载波间干扰噪声。对于不同的调制方式，接收机软解调的计算方法不相同，为方便叙述，以下以正交相移键控调制为例来说明本发明软解调器8的解调方法。本发明所述的软解调器8包括：

设定正交相移键控调制星座记为{C_i,i＝0,...,2²-1}，且调制星座点C_i承载的两比特信息记为则接收机获得观测信号Y_k后，调制符号X_k的软比特信息计算方法为：

$\begin{array}{c}{L}_k^0=\frac{1}{2{\sigma }_k^2}\max [D_{10},D_{11}]-\frac{1}{2{\sigma }_k^2}\max [D_{00},D_{01}]\\ L_k^1=\frac{1}{2{\sigma }_k^2}\max [D_{01},D_{11}]-\frac{1}{2{\sigma }_k^2}\max [D_{00},D_{10}]\end{array}---\left(14\right)$

其中，与分别代表第k个子信道频率响应H_k的实部与虚部；与分别代表观测信号Y_k的实部与虚部；与分别代表调制星座点C_k的实部与虚部；代表第k个子信道噪声功率，通过对空子信道噪声功率进行统计得到。

本发明的所述的软符号重构器18包括：

设定第k个子信道的调制符号X_k承载的比特序列记为调制符号X_k对应的软比特信息为其中，代表调制符号X_k承载的第j个比特软信息，M代表每个调制符号X_k承载比特数，则取值为1与0的概率分别为：

$P(b_k^j=1)=\frac{\exp \left(L_k^j\right)}{1+\exp \left(L_k^j\right)},j=0,\mathrm{...},M-1---\left(15\right)$

$P(b_k^j=0)=\frac{1}{1+\exp \left(L_k^j\right)},j=0,\mathrm{...},M-1---\left(16\right)$

此外，设定系统调制星座为{C_i,i＝0,...,2^M-1}，其中C_i代表调制星座的第i个星座点，且设定星座点C_i承载的比特序列为则调制符号X_k取值为星座点C_i的概率为：

$P(X_k=C_i)=\underset{j=0}{\overset{M-1}{\Pi }}P(b_k^j=c_i^j),i=0,1,\mathrm{...},2^M-1---\left(17\right)$

最后根据P(X_k＝C_i)计算得到调制符号X_k取值为各个星座点的概率，通过下式计算得到调制符号X_k的软估计值

${\hat{X}}_k=\underset{i=0}{\overset{2^M-1}{\Sigma }}{C}_i·P(X_k=C_i)---\left(18\right).$

图3给出了测距仪脉冲位置估计的根均方误差与信噪比的关系曲线(加性高斯白噪声信道，信干比＝-4dB)。图3中横坐标代表信噪比(SNR)，单位为dB；纵坐标代表根均方误差(RMSE)，根均方误差定义为其中，p_m代表第m个测距仪脉冲对的起始位置，代表第m个测距仪脉冲对起始位置的估计值，N代表接收信号中测距仪脉冲对的总数。图3中标有“○”的曲线代表基于相关度量估计方法获得的根均方误差～信噪比曲线；标有“□”的曲线代表改进方法获得的根均方误差～信噪比曲线。曲线比较表明：本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法的精度更高，且该方法对输入信噪比不敏感。

图4给出重构时域信号波形对比图(加性高斯白噪声信道，信干比＝-4dB、信噪比＝15dB、迭代一次)。图4中点划线代表接收正交频分复用信号波形(为便于比较去掉脉冲噪声与高斯白噪声)，实线代表脉冲熄灭后信号波形，点线代表一次迭代干扰补偿后的信号波形。曲线比较表明：一次迭代干扰补偿后的正交频分复用信号波形与接收正交频分复用信号波形基本一致，表明本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法可有效消除子载波间干扰。

图5a、图5b、图5c、图5d分别给出了迭代干扰补偿方法对接收信号星座的影响(加性高斯白噪声信道，信干比＝-4dB、信噪比＝15dB)。图5a代表脉冲熄灭后接收信号的星座，图5b代表迭代一次补偿后接收信号的星座，图5c代表迭代二次补偿后接收信号的星座，图5d代表迭代三次补偿后接收信号的星座。四个星座形态比较表明：(1)本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法可有效消除子载波间的干扰；(2)本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法收敛速度快，仅需要一次迭代补偿就获得满意效果。

图6给出了本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法的比特差错性能曲线(加性高斯白噪声信道，正交相移键控调制、信干比＝-4dB)。标有“○”的曲线代表不进行干扰抑制的比特差错率曲线；标有“□”的曲线代表脉冲熄灭法的比特差错率曲线；标有“◇”的曲线代表硬判决迭代子载波间干扰补偿法的比特差错率曲线(一次迭代)；标有“▽”的曲线代表硬判决迭代子载波间干扰补偿法的比特差错率曲线(二次迭代)；标有“-◇-”的曲线代表论文提出方法的比特差错率曲线(一次迭代)；标有“-▽-”的曲线代表论文提出方法的比特差错率曲线(二次迭代)；标有“☆”的曲线代表不存在测距仪干扰时的比特差错率曲线。图6曲线比较表明：(1)本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法可克服硬判决子载波间干扰补偿法存在的错误传播现象，显著提高链路传输可靠性；(2)本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法收敛速度快，仅需要一次迭代补偿就可获得满意的效果。

图7给出了所提出方法的比特差错性能曲线(多径信道，正交相移键控调制、信干比＝-4dB)。标有“○”的曲线代表不进行干扰抑制的比特差错率曲线；标有“□”的曲线代表脉冲熄灭法的比特差错率曲线；标有“◇”的曲线代表硬判决迭代子载波间干扰补偿法的比特差错率曲线(一次迭代)；标有“▽”的曲线代表硬判决迭代子载波间干扰补偿法的比特差错率曲线(二次迭代)；标有“-◇-”的曲线代表本发明方法的比特差错率曲线(一次迭代)；标有“-▽-”的曲线代表论文提出方法的比特差错率曲线(二次迭代)；标有“☆”的曲线代表不存在测距仪干扰时的比特差错率曲线；标有“△”的曲线代表采用改进脉冲估计位置方法的比特差错率性能曲线(二次迭代)。图7给出的多径信道仿真结果与加性高斯白噪声信道仿真结果完全一致，此外相对于理想脉冲位置估计，基于本发明的一种基于软符号重构的测距仪脉冲干扰抑制方法的性能损失仅1分贝。