PFC电路、PFC控制电路及开关电源

摘要

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种可减小输出电容的PFC电路、PFC控制电路及应用该PFC控制电路的开关电源。就本发明所提供的一种PFC电路，包括PFC控制芯片，其中集成有反馈控制电路，接收输入检测电路的输入采样电压和输出检测电路的输出采样电压，并输出控制信号来进行电压转换电路的工作模式控制；PFC控制芯片具有参考电压端，其特征在于：还包括波形整形电路，用于截断输入采样信号的波峰，波形整形电路外接于PFC控制芯片的参考电压端与地之间。本发明与现有技术相比，电路更简单，成本更低，更容易实现。

说明书

技术领域

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种可减小输出电容的PFC电路、PFC控制电路及应用该PFC控制电路的开关电源。

背景技术

随着电子技术的发展，对开关电源的要求也越来越高，要求开关电源有更高的寿命、更小的体积和更低的成本。众所周知，目前电解电容的寿命只有几千小时到上万时，在高温下寿命会更短。电解电容在AC-DC开关电源中被广泛使用，电解电容是决定开关电源寿命最主要的器件。电解电容有单位体积容量大，成本低的优点。目前其他的电容如薄膜电容、陶瓷电容等还无法完全替代电解电容，主要就是因为体积和成本的问题。所以想要替代电解电容，就必须在电路中有特殊的控制，减小对输出电容容量的要求。

PFC电路的本质就是通过一定的控制手段，让输入电流的波形跟随输入电压的波形变化。目前常用的PFC控制方法有两种。一种是恒导通控制，根据公式其中导通时间Ton和PFC电感感量L是固定的，就可以让输入电流根据输入电压变化。另一种是检测输入电压和PFC电感电流，通过反馈控制让电感电流跟随输入电压的变化，在这里简称为检测控制。市面上比较典型采用检测控制的芯片为L6562，该芯片工作于临界模式。PFC电路的输入功率是跟随着输入电压变化的，在输入电压波峰处输入功率最大，在过零处输入功率最小。以输入平均功率20W为例，当输入电压和输入电流都是同相位的工频正弦波时，在半个工频周期内，瞬时输入功率波形如图1所示，在1/4工频周期处，输入的瞬时功率最大，有40W。由于输入功率波动大，所以就需要较大输出储能电容，否则过大的输出电压纹波可能会导致电路中某些器件过压损坏，所以在传统的PFC电路中不能随便减小输出电容。

为了减少输出电容，就要限制输入功率的波动，其实就是要限制输入电流的波动。改变输入电流的波形会使得PF值下降，通过一定的方法可以对PF值和输出电容两者进行折中。如申请号201310304212.4中的方法，该专利中的PFC控制本质上采用的是检查控制法。通过信号合成的方法，在检测到的输入正弦电压信号上叠加一个90度相位差的正弦信号。让PFC电感电流跟随这个合成得到的信号。在输入电压波峰处限制了输入电流的幅值，降低了瞬时功率的峰值，从而可以减小输出电容。由于该专利采用的是信号合成的方法，除了需要普通的检测控制类PFC控制芯片外，还要有相移电路和运算电路，用到了多个运算放大器，电路复杂，成本高。

发明内容

本发明解决上述控制电路结构复杂的问题，提供一种PFC电路，使得在同样的输出纹波下，采用本发明就可以用更小的输出电容，且控制电路简单，成本更低，容易实用化。

与此相应，本发明在解决上述技术问题的过程中，进一步还提供基于该PFC电路的PFC控制电路及基于该PFC控制电路的开关电源，以使得控制电路结构简单，成本更低，容易实用化。

就本发明所提供的一种PFC电路，包括PFC控制芯片，其中集成有反馈控制电路，接收输入检测电路的输入采样电压和输出检测电路的输出采样电压，并输出控制信号来进行电压转换电路的工作模式控制；PFC控制芯片具有参考电压端，其特征在于：还包括波形整形电路，用于截断输入采样信号的波峰，波形整形电路外接于PFC控制芯片的参考电压端与地之间。

优选的，所述波形整形电路，包括一只稳压二极管，稳压二极管的阴极与PFC控制芯片的参考电压端相连，稳压二极管的阳极接地。

优选的，所述波形整形电路，包括第二稳压二极管、第二二极管、第三二极管、第三电容、第六电阻、第七电阻；第三二极管阳极用于与整流后的母线相连，第三二极管的阴极通过第三电容接地，第六电阻和第七电阻串联后并联于第三电容两端，第六电阻和第七电阻之间的连接点与第二稳压二极管的阳极相连，第二稳压二极管阴极与第二二极管的阴极相连，第二二极管的阳极与PFC控制芯片的参考电压端相连。

优选的，所述反馈控制电路，包括运算放大器、环路补偿电路、乘法器、比较器、时钟电路和D触发器，运算放大器的输入正端与基准电压相连，所述运算放大器的输入负端作为反馈控制电路的第二输入端；环路补偿电路连接在所述运算放大器的输出端与输入负端之间；乘法器的第一输入端作为反馈控制电路的第一输入端，乘法器的第二输入端与运算放大电路的输出端相连，乘法器的输出端与比较器的输入负端相连，比较器的输入正端作为反馈控制电路的第三输入端，比较器的输出与D触发器的R输入端相连，时钟电路的输出端与D触发器的S输入端相连，D触发器的输出端作为反馈控制电路的输出端。

本发明还提供一种PFC控制电路，连接在整流电路与电压转换电路之间，包括输入检测电路、输出检测电路和上述的PFC电路，输入检测电路，采样整流后的输入电压生成输入采样信号，提供给PFC控制电路；输出检测电路，检测电压转换电路输出的电压，为PFC控制电路提供输出采样电压。

优选的，所述输入检测电路，并联于整流后的母线与地之间，用以检测整流后的母线电压，为反馈控制电路提供基准电压波形。

优选的，所述输入检测电路，包括第一电阻和第二电阻，第一电阻与第二电阻串联连接，第一电阻和第二电阻的连接点作为输入检测电路的输出端。

优选的，所述输出检测电路，并联于PFC控制电路的输出电压与地之间，用以检测电压转换电路输出的电压，为反馈控制电路提供输出采样电压。

优选的，所述输出检测电路，包括第三电阻和第四电阻，第三电阻与第四电阻串联连接，第三电阻和第四电阻的连接点作为输出检测电路的输出端。

本发明再提供一种开关电源，包括整流电路、电压转换电路和上述的PFC控制电路，PFC控制电路连接在整流电路与电压转换电路之间，电压转换电路是BOOST升压电路，包括电感、N-MOS管、第一二极管、第二电容和第五电阻，电感的一端作为电压转换电路的第一输入端；电感的另一端与N-MOS管的漏极和第一二极管的阳极相连，N-MOS管的源极通过第五电阻接地，N-MOS管的源极还作为电压转换电路的第二输出端，N-MOS管的栅极作为电压转换电路的第二输入端；第一二极管的阴极通过第二电容接地，第一二极管的阴极还作为电压转换电路的第一输出端。

将本发明应用于开关电源电路中时，形成一种新的开关电源，包括AC-DC电源电路和PFC控制电路，其中，AC-DC电源电路包括整流电路和电压转换电路，PFC控制电路包括输入检测电路、波形整形电路、输出检测电路、和反馈控制电路。所述整流电路的输入端与交流市电相连，所述电压转换电路的第一输入端、所述输入检测电路的输入端与所述整流电路的输出端相连，所述输入检测电路的输出端与所述反馈控制电路的第一输入端和波形整形电路的输入端相连，所述电压转换电路的第一输出端与所述输出检测电路的输入端相连，所述输出检测电路的输出端与所述反馈控制电路的第二输入端相连，所述电压转换电路的第二输出端与所述反馈控制电路的第三输入端相连，所述反馈控制电路的第一输出端与所述电压转换电路的第二输入端相连。

所述波形整形电路包括一稳压二极管，所述稳压二极管的阴极与所述波形整形电路的输入相连，所述稳压二极管的阳极接地。

所述输入检测电路包括第一电阻和第二电阻，第一电阻与第二电阻串联后并联于所述的输入检测电路的输入端与地之间，第一电阻和第二电阻的连接点作为所述输入检测电路的输出端。

所述输出检测电路包括第三电阻和第四电阻，第三电阻与第四电阻串联后并联于所述输出检测电路的输入端与地之间，第三电阻和第四电阻的连接点作为所述输出检测电路的输出端。

所述反馈控制电路包括运算放大器、环路补偿电路、乘法器、比较器、时钟电路和D触发器。所述运算放大器的输入正端与基准电压相连，所述运算放大器的输入负端作为所述反馈控制电路的第二输入端，所述环路补偿电路连接在所述运算放大器的输出端与输入负端之间。所述乘法器的第一输入端与所述反馈控制电路的第一输入端相连，所述乘法器的第二输入端与所述运算放大电路的输出端相连，所述乘法器的输出端与所述比较器的输入负端相连，所述比较器的输入正端与所述反馈控制电路的第三输入端相连，所述比较器的输出与所述D触发器的R输入端相连，所述时钟电路的输出端与所述D触发器的S输入端相连，所述D触发器的输出端与所述反馈控制电路的第一输出端相连。

所述电压转换电路包括一个电感，一个开关管、一个二极管、一个电容和第五电阻。

本发明与现有技术相比，电路更简单，成本更低，更容易实现。

附图说明

图1为普通PFC输入功率波形图；

图2为本发明第一实施例的PFC控制电路应用于主功率电路的电路原路图；

图3-1为本发明第一实施例的PFC控制电路的节点A的电压波形图；

图3-2为本发明第一实施例的PFC控制电路的输入电流的波形图；

图4为本发明第一实施例的PFC控制电路的输入电流的谐波分量图；

图5为本发明第一实施例的PFC控制电路与普通PFC控制的输入功率的对比图；

图6为本发明第一实施例的PFC控制电路与普通PFC控制的输出电压纹波的对比图；

图7为本发明第一实施例的PFC控制电路中A节点的电压波形图；

图8为本发明第二实施例的PFC控制电路的电路原路图；

图9-1为本发明第二实施例的PFC控制电路中A节点的电压波形图；

图9-2为本发明第二实施例的PFC控制电路中A节点归一化后的波形图。

具体实施方式

采用检测控制的PFC控制芯片，通常包括误差放大器、环路补偿电路、乘法器、比较器、时钟电路和D触发器，并具有输入电压检测端、输出电压检测端、电流检测端和驱动输出端。输入检测端的功能是检测整流后的母线电压，输出检测端的功能是检测PFC主功率电路的输出电压，通常PFC控制的环路补偿电路的截止频率很低，环路很慢，输出电压检测端的电压信号经过误差放大器后变为纹波很小的误差信号，可近似为直流电压。该误差信号跟随负载变化，负载越重，误差信号电压越高。误差信号与输入检测端的电压信号作为乘法器的输入，相乘后得到电流基准信号，该信号的波形与输入电压的波形一致，控制输入电流跟随电流基准信号，就达到了PFC的效果。

而控制输入电流跟随基准电流信号是这样实现的，主功率拓扑以BOOST电路为例，驱动输出端控制BOOST电路开关管导通，BOOST电路的电感被激磁，电感电流上升，电流检测端检测电感的电流信号，电流信号与电流基准信号经过比较器比较，当电流信号比电流基准信号高时就关断BOOST电路开关管，时钟电路控制着BOOST电路开关管的开关频率，这样BOOST电路电感的峰值电流包络线的波形就是电流基准信号的波形，而BOOST电路电感的峰值电流与输入电流成正比，从而达到了PFC控制的效果。

在本发明中，增加了波形整形电路，可以改变PFC控制芯片输入电压检测端，从而达到输入电流的效果，可以重新分配在半个工频周期内的功率分配，降低输入功率的峰值，使得输出电压纹波变小，而PF值影响很小。

以下结合附图对发明的原理和实施方式进行详细说明。

第一实施例

本发明的第一实施例如图2所示。一种开关电源，包括AC-DC电源电路和PFC控制电路，其中AC-DC电源电路包括BD1整流电路和电压转换电路101，电压转换电路101亦是主功率电路，PFC控制电路设在整流电路与电压转换电路之间；PFC控制电路包括输入检测电路102、波形整形电路103、输出检测电路104、和反馈控制电路105，输入检测电路102，检测整流后的母线电压，为反馈控制电路提供基准电压波形；输出检测电路104，检测电压转换电路输出的电压，为反馈控制电路提供输出采样电压；反馈控制电路，接收输入检测电路102的基准电压波形和输出检测电路104的输出采样电压，并输出控制信号来进行电压转换电路101的工作模式控制。

整流电路BD1的输入端与交流市电相连，电压转换电路101的第一输入端、输入检测电路102的输入端与整流电路BD1的输出端相连，输入检测电路102的输出端与反馈控制电路105的第一输入端和波形整形电路103的输入端相连，电压转换电路101的第一输出端与输出检测电路104的输入端相连，输出检测电路104的输出端与反馈控制电路105的第二输入端相连，电压转换电路101的第二输出端与反馈控制电路105的第三输入端相连，反馈控制电路105的第一输出端与电压转换电路101的第二输入端相连。

其中，反馈控制电路105可采用集成的PFC控制芯片，PFC控制芯片具有参考电压端。或者说，PFC控制电路包括PFC控制芯片和输入检测电路102、波形整形电路103、输出检测电路104等外围电路，PFC控制芯片与波形整形电路103组成PFC电路，输入检测电路102、输出检测电路104和PFC电路组成PFC控制电路。

波形整形电路103包括稳压二极管Z1，稳压二极管Z1的阴极作为波形整形电路103的输入端，与PFC控制芯片的参考电压端相连；稳压二极管Z1的阳极接地。参考电压端亦是自图中所标A点处的引出端，以下简称为A点端。

输入检测电路102包括电阻R1和电阻R2，电阻R1与电阻R2串联后接地，电阻R1和电阻R2的连接点作为输入检测电路102的输出端。并选取电阻R1和电阻R2的连接点作为节点A，以展开详细的电路分析。节点A可自PFC控制芯片引出为外部引脚端，节点A的外部引出端即为A点端。在本实施例中，A点端是PFC控制芯片的MULT引脚，MULT引脚的中文名称为参考电压端。在其他实施例中，相同或相似的功能引脚，在选用不同厂家的PFC控制芯片时，引脚名称的定义可能不同，不以引脚名称为限。

输出检测电路104包括电阻R3和电阻R4，电阻R3与电阻R4串联后接地，电阻R3和电阻R4的连接点作为输出检测电路104的输出端。

反馈控制电路105包括运算放大器U1、环路补偿电路、乘法器U4、比较器U2、时钟电路和D触发器U3。运算放大器U1的输入正端与基准电压REF相连，运算放大器U1的输入负端作为反馈控制电路105的第二输入端，环路补偿电路连接在运算放大器U1的输出端与输入负端之间。选取运算放大器U1的输出端作为节点B，以展开详细的电路分析。乘法器U4的第一输入端作为反馈控制电路105的第一输入端，乘法器U4的第二输入端与运算放大电路U1的输出端相连，乘法器U4的输出端与比较器U2的输入负端相连，比较器U2的输入正端作为反馈控制电路105的第三输入端，比较器U2的输出与D触发器U3的R输入端相连，时钟电路的输出端与D触发器U3的S输入端相连，D触发器U3的输出端作为反馈控制电路105的第一输出端。

电压转换电路101包括电感L1，N-MOS管TR1、二极管D1、电容C2和电阻R5。电感L1的一端作为电压转换电路的第一输入端，电感L1另一端与N-MOS管TR1的漏极和二极管D1的阳极相连，N-MOS管TR1的源极通过电阻R5接地，N-MOS管TR1的源极还作为电压转换电路101的第二输出端，N-MOS管TR1的栅极作为电压转换电路101的第二输入端，二极管D1的阴极与电容C2的一端，二极管D1的阴极还作为电压转换电路101的第一输出端，电容C2的另一端接地。

本实施例中各部分的主要功能如下。电压转换电路105是BOOST升压电路。电阻R1和电阻R2用于采样整流后的输入电压，稳压二极管Z1的作用是把输入采样信号的波峰截断。R3和R4用于采样输出电压，环路补偿电路把穿越频率设置得比较低，设置在工频以下，用于滤除输出的工频纹波，那么运算放大器U1的输出电压就可以近似看成直流电压。该直流电压与被整形后的输入采样电压经过乘法器U4相乘后，得到峰值电流基准阈值。R5用于检测电感L1的电流，让电感L1的电流信号与峰值电流基准阈值进行比较，当电感L1的峰值电流比峰值电流基准阈值高时，让N-MOS管TR1关断，从而让电感的峰值电流跟随峰值电流基准阈值的变化，最终达到控制输入电压电流变化的目的。一般检测控制类的PFC控制芯片，都通过该方法控制电感L1的电流。

增加了波形整形电路103后，节点A的电压波形如图3-1所示，输入电流I_in的波形会跟随节点A的电压波形，输入电流I_in波形如图3-2所示。下面推导节点A的电压被波形整形电路103改变后，所带来的效果。假设节点A的电压函数为V_A＝f(t)。通常在PFC电路中，环路补偿的穿越频率都比较低，用于滤除功率的波动，所以节点B的电压V_B可近似认为是纹波很小的直流电压。不难得到，电感L1峰值电流值I_peak＝V_A*V_B/R₅。现有的PFC控制芯片中，可以让电压转换电路工作在临界模式，那么输入电流I_in＝1/2*I_peak。结合上述的公式可得，Iin＝V_A*V_B/(2*R₅)，在输入电压和输出功率不变的情况下，电压V_B可认为是一常数，从公式中可以看出，输入电流波形的形状是跟随节点A的电压波形变化的。在本实施例中，节点A是取自PFC控制芯片的MULT引脚的电压。

从图1中可以看到，在普通的PFC控制中，输入功率波动较大，导致输出纹波大，需要较大的输出电容。假如通过改变输入电流，让输入功率在半个工频周期内波动变小，那么就在保证同样输出纹波的情况下，减小输出电容。本专利就是利用波形整形电路改变节点A的电压波形，来改变输入电流的波形的。在本实施例中，在减小输出电容的同时，PF值的变化也不大，下面说明。

在本实施例中，输入电流I_inh和V_A的函数为：

$>I_{inh}\left(t\right)=\left(\begin{array}{c}{I}_{mh}·\sin (2·\pi ·f·(t_1+n·\frac{T}{2}\left)\right),if(t_1+n·\frac{T}{2})<t<(\frac{T}{2}-t_1+n·\frac{T}{2})\\ I_{mh}·\sin (2·\pi ·f·(t+n·\frac{T}{2}\left)\right),otherwise\end{array}\right)---\left(1\right)$>

V_A(t)＝|I_inh(t)|·k，其中f为工频频率，T为工频周期，I_mh为输入电流的幅值，k为比例系数。实际的I_inh(t)和V_A(t)波形形状分别如图3-1和图3-2所示。输入电流I_inh(t)其实是一个奇谐函数，傅立叶分解只有奇次项。输入电流的函数I_inh(t)可以表示为：

I_inh(t)＝I_mh·H₁·sin(ω·t)+I_mh·H₃·sin(3·ω·t)+I_mh·H₅·sin(5·ω·t)+…(2)

用数学方法比较难以求解H₁、H₃、H₅...的值，比较难以得出具体的PF值。在工程中通常借助软件分析来得到某个函数的谐波值。下面用一组实际的参数来展示本实施例中的效果。取f＝50Hz，T＝20ms，t1＝1ms，为了方面分析，取I_mh＝1，并不影响谐波的分析结果。所得到的实际的I_inh(t)和V_A(t)波形形状就是图3-1和图3-2的波形。用软件对图3-1的波形进行傅立叶分析，得到的谐波分量如图4所示,基波、三次谐波、五次谐波、七次谐波的分量分别为H₁＝0.396,H₃＝0.11,H₅＝0.048,H₇＝0.02,更高次的谐波可以忽略不计，可以求出：可以看出，用本实施例的方法，PF值并没有降低太多。

普通PFC的输入功率表达式为P_inn(t)＝V_m·sin(2·π·f·t)·I_mn*sin(2·π·f·t)，在半个周期内积分可得

本发明方法输入功率表达式为P_inh(t)＝V_m·sin(2·π·f·t)·I_inh(t)，从公式(2)知道，I_inh(t)为奇谐函数，在半个周期内奇次谐波与基波的积分为0，所以令I_mh＝I_mn/H₁，那么就可以得到与普通PFC一样的输入功率。而电流幅值I_mh是由环路补偿电路的输出电压V_B来控制的，环路补偿电路会根据输出功率来调整V_B电压的大小，使得输入功率与输出功率匹配。

假设电压的传输效率为100％，那么输出电压与输入功率的关系为P_out为半个周期内的平均功率，V_o是平均输出电压，C_out是输出电容。

用一组实际的参数直观地说明本专利的控制方法与普通PFC的区别，令V_m·I_mn＝V_m·I_mh·H₁＝40，C_out＝1.2uF，V_o＝380V，P_out＝20W，代入上述输入功率的公式，就可以得到图5的波形。图5为半个周期内输入瞬时功率的变化图，可以看出，虽然半个周期内的平均功率是一样的，但本发明的方法瞬时的峰值输入功率比普通PFC的要小。而图6是输出电压波形，可以看出在同样的输出功率和输出电容情况下，本发明的输出纹波要比普通PFC的要小。换句话来说，在同样的输出纹波下，采用本发明就可以用更小的输出电容。本实施例的方法简单，容易实施，可以用常见的PFC控制器来改装得到，市面上检测控制类的PFC芯片都可以作为本发明的控制器。

第二实施例

在实施例中1中，在宽范围输入，例如常见的85V～265V的输入电压范围，图2中A点的电压波形形状会有所变化。实施例一中只用了一个稳压二极管对输入采样电压进行截波，输入电压变化了，所截的相对位置不一样，所得到A点的波形形状也就不同。在输入电压分别为85V和265V时，图2中A点的电压波形如图7所示。在输入电压较高时，截波的相对位置更低，与原来的正弦波相差更大，PF值会更低，不过输出纹波会更小。

为了使在输入高低压时，工作状态改变不明显。提出了第二实施例的电路，如图8所示。与实施例1相比，波形整形电路103有所不同，增加了一个补偿电压，可以补偿截波的位置，当输入电压变化时，截波的相对位置可以基本不变。如图8所示，PFC控制电路的波形整形电路，包括稳压二极管D2、二极管D2、二极管D3、电容C3、电阻R6、电阻R7；二极管D3的阳极用于与整流后的母线相连，二极管D3的阴极通过电容C3接地，电阻R6和电阻R7串联后并联于电容C3的两端，稳压二极管Z2的阳极与电阻R6和电阻R7之间的连接点相连，稳压二极管Z2的阴极与二极管D2的阴极相连，二极管D2的阳极与PFC控制芯片的A点端相连。图8的电路中二极管D3和电容C3的作用是采样和保持母线的峰值电压，电阻R6和R7分压后，电阻R7上的电压就是截波的补偿电压。

当输入电压变大时，电阻R7上的电压也会变大，那么A点截波的电压也会上升，这样就可以保证输入电压变化，所截波的相对位置也基本不变。图9-1是图8中当输入电压分别为交流85V和265V时A点电压的波形，归一化处理后可得到图9-2的波形。从图9-2可以看出，在输入85V和265V情况下，两者截波的相对位置非常接近，使得在不同输入电压下，电路的工作状态不会有明显的变化。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。比如控制采用连续模式控制、滞环控制等；电压转换电路除了BOOST电路外，还可以采用BUCK电路、反激电路和正极电路等。