根据帧对由可变采样频率中断的音频信号进行重采样

摘要

本发明涉及一种用于针对当前信号帧用输出采样频率对音频信号进行重采样的方法。该方法被用于以与该当前帧的第二采样频率不同的第一采样频率对前一帧进行采样的情况中，并且包括：通过分别在该前一帧的经存储的多个样本的结束处以及在该当前帧的多个样本的开始处添加多个零点样本来确定该信号的第一区段(E301)和第二区段(E303)的步骤；通过将至少一个重采样滤波器分别应用于从该第一频率到该输出频率进行重采样的该第一区段以及从该第二频率到该输出频率进行重采样的该第二区段来获得第一重采样区段(E302)和第二重采样区段(E304)；并且组合(E305)该第一重采样区段与该第二重采样区段的重叠部分以获得该重采样当前帧的至少一部分。本发明还可用于重采样设备以及包括这种设备的解码器。

说明书

技术领域

本发明涉及对音频信号进行处理以便对其进行传输或存储。更具体地，本发明涉及尤其在对音频信号进行编码或解码的过程中采样频率从一个帧到另一个帧的变化。

背景技术

本发明更具体地应用于通过线性预测进行编码或解码的情况，包括CELP(码激励线性预测)类型的编码/解码。线性预测编解码器(如ACELP(代数编码激励)类型的编解码器)被认为适合于语音信号，很好地对其结果进行建模。

运行CELP编码算法的采样频率通常被预先确定并且在每个经编码的帧中是完全相同的；采样频率的示例为：

·在ITU-T G.729、G.723.1、G.729.1中定义的CELP编码器中的8kHz

·针对ITU-T G.722.2、G.718的3GPP AMR-WB编码器的CELP部分的12.8kHz

·在例如在G.罗伊(G.Roy)、P.卡巴尔(P.Kabal)的“以16k比特/秒进行宽频带CELP语音编码(Wideband CELP speech coding at 16kbits/sec)”，ICASSP 1991，以及C.拉夫兰梅(C.Laflamme)等人的“基于代数CELP的16kbps宽频带语音编码技术(wideband speech coding technique based on algebraic CELP)”，ICASSP 1991的文章中描述的编码器中的16kHz。

当在编解码器的输入端处或输出端处的信号的采样频率与内部CELP编码频率不完全相同时，需要进行重采样。例如：

·在ITU-T G.722.2的3GPP AMR-WB编解码器中，宽频带输入和输出信号是以16kHz采样的，但是CELP编码工作在12.8kHz频率处。将注意的是，ITU T G.718和G.718附件C编解码器也起作用使得输入/输出频率为8kHz和/或32kHz，其中CELP核在12.8kHz处。

·在ITU-T G.729.1编解码器中，输入信号通常是宽频带(16kHz)并且通过QMF类型的滤波器组获得低频带(0-4kHz)以在由源自ITU-T G.729和G.729附件A编解码器的CELP算法进行解码之前获得以8kHz采样的信号。

已知用于通过例如以非详尽的方式使用与FIR(有限脉冲响应)滤波、IIR(无限脉冲响应)滤波或更直接地多项式插值(包括样条)组合的上采样和下采样操作来改变数字信号的采样频率(又称为重采样)的不同方法。可以在例如R.W.沙费尔(R.W.Schafer)、L.R罗宾纳(L.R.Rabiner)的文章“Digital Signal Processing Approach toInterpolation(插值的数字信号处理法)”电气与电子工程师协会会报，第61卷，第6期，1973年6月，692–702页中找到对常规重采样方法的综述。

FIR滤波(对称型)的优点在于其简化的实现方式并且——受制于某些条件——在于确保线性相位的可能性。线性相位滤波使得可以保留输入信号的波形，但其还可能伴有会在瞬态产生前回波型伪信号的时间扩展(“振荡”)。本方法引起一般大约一到几毫秒的延迟(其是脉冲响应长度的函数)以确保适当的滤波特性(带内纹波、足以消除混叠图像或频谱图像的抑制电平等)。

通过IIR滤波进行重采样的替代方案一般产生非线性相位，除非通过如例如在P.A.雷加利亚(P.A.Regalia)、S.K.麦卓(S.K.Mitra)、P.P.威德亚纳森(P.P.Vaidyanathan)的以下文章中所描述的附加全通滤波阶段与MATLAB软件的“iirgrpdelay”例程的示例性实现方式一起对相位进行补偿：数字全通滤波器：“The Digital All-Pass Filter:A Versatile Signal Processing Building Block”(数字全通滤波器：通用信号处理构造块)，电气与电子工程师协会会报，第76卷，第1期，1988年1月，IIR滤波器一般具有较低阶但在定点表示法中实现起来更加复杂，滤波器的状态(或记忆)针对递归部分能够达到较高的动态范围值，并且如果采用通过全通滤波进行相位补偿，则这个问题被放大。

例如，在描述AMR-WB编解码器的ITU-T推荐G.722.2(也称为AMR-WB标准)中描述了重采样技术。在这个标准中，以16kHz采样的输入信号被划分成多个20ms帧并且在应用CELP类型的编码之前以12.8kHz的内部频率对其进行下采样。然后，在16kHz下对在12.8kHz下解码的信号进行重采样，并且将其与高频带信号进行组合。穿过12.8kHz的中频频率的优点在于其使得可以降低CELP编码的复杂度并且还具有是2的幂次方的帧长度，这简化了对某些CELP参数的编码。在AMR-WB中使用的方法是通过FIR滤波(在64kHz下具有121个系数的脉冲响应)按照因数4/5进行的常规重采样。

理论上，根据以下步骤在AMR-WB编码器中进行按因数4/5进行的FIR重采样：

-通过在16kHz处在每个输入样本之后在0处添加3个样本进行4倍的上采样(从16kHz到64kHz)；

-由阶数为120且截止频率接近64kHz的对称FIR类型的传递函数H_decim(Z)在64kHz频率处进行低通滤波；

-在滤波器H_decim(Z)的输出端通过仅保留信号的五个样本中的一个样本按照因数5(从64kHz到12.8kHz)进行下采样。

实际上，此重采样是根据未计算64kHz处的中间信号并因此未明确地将零点添加至有待转换的信号中的多相位实现方式在AMR-WB编码器中以等效的方式实现的。针对在重采样的输出处在12.8kHz处的每个样本，通过使用滤波器H_decim(Z)的脉冲响应的“相位”在16kHz处应用FIR滤波，滤波器H_decim(Z)等效于在16kHz处阶数为30的在16kHz处具有15个样本的延迟(即，0.9375ms)的FIR滤波器。

在此感兴趣的是关注于支持至少两个内部采样频率的编解码器的类别，采样频率能够适应性地即时被选择并且可从一个帧变化到另一个帧。通常，针对“低”比特率的范围，CELP编码器将工作在较低采样频率处，例如，fs₁＝12.8kHz，并且，针对较高比特率的范围，编码器将工作在较高频率处，例如，fs₂＝16kHz。比特率随着时间从一个帧到另一个帧的变化将在这种情况中根据所涵盖的比特率的范围引起这两个频率(fs₁和fs₂)之间的切换。两个帧之间的此频率切换可以导致可听的且讨厌的伪信号，具体因为重采样记忆必须被正确地定义并且其当重采样输入信号的频率为可变时不可被直接访问。

当内部CELP解码频率不同于输出频率时，由CELP解码器合成的信号的重采样然后将必须被执行为针对编码序列的(或通信的)持续时间定义的、编解码器fs^out的公共输出频率。

现在，现有技术中存在的重采样方法通常被定义在重采样之前与之后的固定频率之间。这些方法并未使得有可能在重采样之前和/或之后的频率每帧可变的情况中并且尤其是在当前一帧具有与第一频率不同的采样频率时以第一频率对信号帧执行重采样的情况中执行信号的重采样。

因此需要在编解码器具有至少两种不同的采样频率的情况中确保每个帧的最优重采样(没有可听且讨厌的伪信号)。

发明内容

本发明改善了现有技术的情况。

为此，本发明提出了一种用于针对当前信号帧以输出采样频率对音频信号进行重采样的方法。该方法应用在以不同于当前帧的第二采样频率的第一采样频率对前一帧进行采样的情况中，并且如此使得其包括以下步骤：

-通过在前一帧的已存储的多个样本的结束处添加第一预定数量的零点样本来确定第一信号区段；

-通过将从第一频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第一区段来获得第一重采样区段；

-通过在当前帧的多个样本的开始处添加第二预定数量的零点样本来确定第二信号区段；

-通过将从第二频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第二区段来获得第二重采样区段；

-组合第一重采样区段与第二重采样区段的重叠部分以获得当前重采样帧的至少一部分。

因此，以这种方式执行与以不同频率采样的当前帧前一帧之间的切换从而避免讨厌的伪信号。实际上，将前一帧的信号的一部分和当前帧的信号的一部分的重采样两者考虑在内的区段组合使得有可能获得此平滑过渡。

以下提及的各个具体实施例可以被单独地或彼此组合地添加至以上所定义的重采样方法的各个步骤中。

在具体实施例中，在第一采样频率低于第二采样频率的情况下，获得第二重采样区段包括以下步骤：

-在有限的频带之上通过从第二频率到输出频率进行重采样来获得第二区段的过渡区段；

-通过从第二频率到输出频率进行重采样来获得第二区段的第二中间重采样区段；

-将交叉衰减函数应用于过渡区段和中间区段的至少一部分上。

因此，并非突然地执行不同频率带宽之间的切换，重采样区段之间的交叉衰落允许平滑过渡以从一个带宽变为另一个带宽。

在变体实施例中，具体为适合于由滤波器组执行重采样的情况，在第一采样频率低于第二采样频率的情况下，获得第二重采样区段包括以下步骤：

-至少在第二区段中获得子频带划分；

-将加权函数应用于第二区段的至少一个子频带上；

-通过对至少包括被加权的子频带的这些子频带进行重组来获得第二重采样区段。

类似地，在第一采样频率高于第二采样频率的情况下，获得第一重采样区段包括以下步骤：

-在有限的频带之上通过从第一频率到输出频率进行重采样来获得第一区段的过渡区段；

-通过从第一频率到输出频率进行重采样来获得第一区段的第一中间重采样区段；

-将交叉衰减函数应用于过渡区段和中间区段的至少一部分上。

在有利实施例中，该方法还包括用加权信号乘以源自组合步骤的当前重采样帧的步骤。

因此，加权信号使得有可能补偿可能已经在重采样步骤中发生的能量波动。

本发明还应用一种用于对音频信号的当前帧进行解码的方法，该方法包括选择解码采样频率的步骤，从而使得，在以不同于当前帧的第二采样频率的第一采样频率对前一帧进行采样的情况中，该方法包括如之前所述的重采样。

本发明涉及一种用于针对当前信号帧以输出采样频率对音频信号进行重采样的设备。该设备应用在以不同于当前帧的第二采样频率的第一采样频率对前一帧进行采样的情况中，并且；

-用于通过在前一帧的已存储的多个样本的结束处添加第一预定数量的零点样本来确定第一信号区段的模块；

-能够通过将从第一频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第一区段来获得第一重采样区段的重采样模块；

-用于通过在当前帧的多个样本的开始处添加第二预定数量的零点样本来确定第二信号区段的模块；

-能够通过将从第二频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第二区段来获得第二重采样区段的重采样模块；以及

-能够组合第一重采样区段与第二重采样区段的重叠部分以获得当前重采样帧的至少一部分的组合模块。

这种设备提供了与其所实现的前述方法相同的优点。

本发明目标还在于一种包括用于选择解码器采样频率的模块和如所述的至少一个重采样设备的音频信号解码器。

本发明的目标在于一种包括代码指令的计算机程序，当由处理器执行这些指令时，这些代码指令用于实现如所述的重采样方法的各个步骤。

最后，本发明涉及一种处理器可读存储介质，该处理器可读存储介质合并到或不合并到该重采样设备中、可能地可移除的、存储实现如前述的重采样方法的计算机程序。

附图说明

通过阅读以下仅作为非限制性示例给出并且参照这些附图所作出的描述，本发明的其他特征和优点将变得更清晰明显，其中：

-图1展示了包括工作在不同采样频率处的编码模块的编码器和重采样设备的示例；

-图2展示了包括工作在不同采样频率处的解码模块的解码器和根据本发明的实施例的重采样设备的示例；

-图3以流程图的形式展示了根据本发明的第一实施例的重采样方法；

-图4展示了根据本发明的第一实施例的重采样的示例；

-图5a和图5b以流程图的形式展示了用于根据本发明获得第一区段或第二区段的具体实施例的步骤；

-图6a至图6d展示了在第一采样频率高于第二采样频率的情况中根据本发明在交叉衰落过程中出现的不同信号的特征(振幅或能量)；

-图7展示了根据本发明的实施例在从一个采样频率过渡到另一个采样频率的过程中被加在一起的不同区段的振幅；

-图8以流程图的形式展示了根据本发明的第二实施例的重采样方法；

-图9展示了根据本发明的第二实施例的重采样的示例；

-图10以流程图的形式展示了在由滤波器组进行重采样的情况中本发明的变体；并且

-图11展示了根据本发明的实施例的重采样设备的硬件表示。

具体实施方式

按照惯例，编解码器外部的采样频率用指数指示(例如，fsⁱⁿ，fs^out)，而内部采样频率由索引指示(例如，fs₁，fs₁，fs_old，fs_new)。

图1描述了在其中并入了至少一个重采样设备的编码器的示例。输入信号x(n)(单调)以频率fsⁱⁿ计时，其中，fsⁱⁿ可以取值为8kHz、16kHz、32kHz或48kHz。

此输入信号被划分(块101)为按顺序处理的多个20ms帧。如果需要的话，由高通滤波器102对输入信号的每个帧进行滤波以消除连续成分(通常是阶数为1或2、具有约50Hz截止频率的IIR滤波器)，然后应用重采样以寻找“低频带”信号，该低频带信号可以以频率fs₁和/或以频率fs₂被采样。在此所描述的实施例中，fs₁＝12.8kHz且fs₂＝16kHz。

在一个可能的实施例中，为了在编码器上简化重采样记忆的管理，针对每个帧并行地执行重采样设备110的两个下采样操作111和112。然而，当重采样是通过使用FIR(有限脉冲响应)类型的滤波或其状态是从前一个过去的输入信号帧的最后样本中确定的滤波器组完成时，有可能根据有待编码的当前帧针对频率fs₁或fs₂仅执行单个操作(每帧)——实际上，利用FIR类型的滤波或具有合适状态的滤波器组，有可能在公共频率fsⁱⁿ处获得过去的信号，并且在根据过去的信号进行内部频率切换的情况中足以更新滤波记忆或滤波器组。在这种情况下，选择模块103使得有可能根据有待处理的当前帧选择执行重采样操作111或112中的哪一个。

还将注意，在fsⁱⁿ＝8kHz的具体情况中，将能够使用仅频率fs₁＝12.8kHz，因为该频率足以覆盖有待编码的频带(0-4kHz)并且不需要使用频率fs₂＝16kHz。然而，针对以8kHz的输入重采样的信号留用“低频带”信号术语。

此外，针对输入频率fsⁱⁿ≥16kHz，编码器可以计算高频带信号以便在106的编码之后传输频带扩展参数——仅未计算这种高频带信号的情况对应于以下情况，其中，针对fsⁱⁿ＝16kHz在fs₂＝16kHz处选择内部CELP编码频率，因为有待编码的频带然后被完全覆盖。

在此描述的实施例中，考虑的是，针对<24.4kbit/s的比特率，编码器在103处选择fs_celp＝fs₁＝12.8kHz并且针对≥24.4kbit/s的比特率，编码器选择fs_celp＝fs₂＝16kHz。在变体中，将能够根据标准而不是比特率实现内部频率的选择，或者将能够将24.4kbit/s的阈值设置为另一个值。

在具体实施例中，在110处输入频率fsⁱⁿ到内部频率fs₁和/或fs₂的重采样是由多相位FIR滤波器以与在G.718编解码器中执行的方式的类似的方式执行的。在以下表1中指定了所使用的不同的FIR滤波器

-

表1

其中，不失一般性地，根据如以下所解释的被称为“窗口方法”(因为其涉及基本正弦的加窗)的常规方法设计FIR滤波器。

例如，用以下matlab命令获得滤波器f_8_120：

f_8_120＝fir1(240,(3900/32000),hanning(241))*5；

其中，在64KHz下的截止频率(-6dB)为3900Hz。

这些系数在8000Hz下被用作具有16个系数的滤波器(即，在64000Hz下128个系数)并且在12800Hz下被用作具有24个系数的滤波器(即，在64000Hz下120个系数，忽略最后的那些值)

用以下matlab命令获得滤波器f_12_180：

ftmp＝fir1(358,1/12,hanning(359))；

f_12_180＝[0ftmp/ftmp(180)0]；

其中，在192kHz下的截止频率(6dB)为8000Hz。

用以下matlab命令获得滤波器f_15_180：

ftmp＝fir1(358,1/15,hanning(359))；

f_12_180＝[0ftmp/ftmp(180)0]；

其中，在192kHz下的截止频率(-6dB)为6400Hz。

因为编解码器在比特率和采样频率方面是灵活的，所以从频率fs_a到fs_b的多个重采样配置是必要的。在这里所描述的实施例中，下面在表2中列出了所使用的各种配置：

表2

在这个表中，粗体频率值指示编解码器的“外部”采样频率(也就是说，输入和/或输出频率)，而其他频率值是用于对信号的低频带进行编码的“内部”采样频率。filt_len值对应于相对于重采样输入频率的滤波(和重采样)延迟。通常，在重采样输出采样频率处的延迟因此被四舍五入为filt_len*fac_num/fac_den的较小整数，其中，filt_len是(多相位)滤波器的长度，fac_num是上采样因数而fac_den是下采样因数。

将注意，在所有配置中的重采样延迟为0.9375ms，除了在涉及8kHz频率的配置中——在这种情况中，延迟为两倍之长，但是与FIR滤波组合的预测机制将能够用于将此延迟减小为相同的0.9375ms的延迟值(在此不详述此机制，因为其超出了本发明的范围)。

在本发明的变体中，编码器中的其他重采样方法也是有可能的，具体为通过使用其他FIR滤波器、代替FIR滤波器的IIR滤波器、或者甚至滤波器组或QMF滤波器。

CELP编码然后应用于在fs₁或fs₂处采样的(“低频带”)信号。此编码或者由编码模块104针对采样频率fs₁或者由编码模块105针对采样频率fs₂执行。在传输或存储经编码的信号之前，在107处对其进行复用。

重要的是，在此强调假定有待由CELP编码以频率fs₁在低频带中编码的信号帧(在时间上)与有待由CELP编码以频率fs₂在低频带中编码的信号帧同步。这意味着从fsⁱⁿ到fs₁与从fsⁱⁿ到fs₂的重采样延迟是完全相同的。此外，两个CELP编码器104与105在频率fs₁和fs₂处的未来(“先行(lookahead)”)信号长度是完全相同的。在本发明的变体中，有可能通过(在编码之前和/或之后)在时间上重置CELP编码器104和105的对应的输入和/或合成来提高时间对准的这些约束(针对“先行”和重采样延迟)，但是这种变体似乎较不有利因为其必然增加整体编码延迟。

在优选实施例中，针对所使用的2CELP编码器，重采样延迟是0.9375ms并且“先行”被设置为5ms。在变体中，可以使用其他延迟和“先行”长度值。

在优选实施例中，CELP编码器在频率fs₁＝12.8kHz处(块104)使用ITU-T>1z^-1类型的滤波器对以12.8kHz采样的信号的预加重版本执行编码，其中，α₁＝0.68。此编码器用N₁＝4>1＝16的2个LPC滤波器工作，其中，LPC滤波器在N₁个子帧之上在ISF(“导抗频谱频率”)范围中进行插值。在变体中，CELP编码器将能够源自另一个编码器(例如，3GPP>1、N₁、M₁的值也将能够不同，这包括α₁＝0的情况。

在优选实施例中，CELP编码器在频率fs₂＝16kHz处(块105)为ITU-T>

因此，由1-α₂z^-1类型的滤波器对以16kHz采样的信号的预加重版本执行编码，其中，α₂＝0.68。此编码器用N₂＝5>2＝16的2个LPC滤波器工作，其中，LPC滤波器在N₂个子帧之上在ISF范围中进行插值。再次，在变体中，16kHz>2、N₂、M₂的值也将能够是不同的，其中，例如，α₂＝0.75、N₂＝4、M₂＝18.

本文不处理当从频率fs₁到频率fs₂的切换时编码器的状态更新问题。

根据本发明的编码器还提供使用附加编码模式，如通过频率变换进行编码(块130)。

类似地，将注意，预处理操作(信号的分类、语音活动的检测等)可以合并于在频率fs₁和fs₂处运行的两个CELP编码变体之间，并且这些操作不被详细地描述因为它们超出了本发明的范围。

在本发明的变体中，将能够使用其他编码器，例如，CELP编码变体或根据从现有技术中已知的BroadVoice^TM或SILK类型的模型的编码，或者甚至变换类型的编码器。

图2现在描述了包括在本发明含义内的重采样设备210的解码器的示例。以频率fs^out对输出信号y(n)(单调)进行采样，该频率可以取值为8kHz、16kHz、32kHz或48kHz。

针对每个接收到的帧，比特流在201处被解复用并被解码。在202处，解码器在此根据当前帧的比特率确定用于解码来自CELP编码器的信息的频率fs₁或fs₂。根据采样频率，或者针对频率fs₁的解码模块203或者针对频率fs₂的解码模块204被实现以解码所接收的信号。

以类似于编码器的方式，工作在频率fs₁＝12.8kHz处的CELP解码器(块203)是初始以8kbit/s定义的ITU-T>

工作在频率fs₂＝16kHz处的CELP解码器(块204)是初始以8kbit/s并且在12.8kHz处定义的ITU-T>

在此不详述以16kHz实现CELP解码，因为其超出了本发明的范围。

本文不处理当从频率fs₁到频率fs₂的切换时CELP解码器的状态更新问题。

然后以与ITU-T G.718编解码器的“低音后置波器”(BPF)类似的方式对CELP解码器在当前帧中的输出进行后滤波处理(块220或221)，然后以输出频率fs^out进行重采样，其中，例如，fs^out＝32kHz。这相当于在重采样设备210中执行或者在211处从fs₁到fs^out的从采样或者在212处从fs₂到fs^out的重采样。

本文不处理当从频率fs₁到频率fs₂的切换时后置滤波器(BPF)的状态更新问题。

在变体中，其他后置处理操作(高通滤波等)将能够被另外地使用或者代替块220和221。

将注意的是，从CELP解码输出的信号经历两个连续的延迟，由于“低音后置滤波器”(BPF)的延迟，然后是由于重采样的延迟。在本发明的变体中，将不使用如在G.718编解码器(BPF)中实施的后置滤波器，这将消除相关联的延迟。在所有情况中，在以频率fs₁或fs₂解码之后，本发明不依赖后置滤波器的使用。

然而，在编码器上，两个重采样操作可以与不同的且持续更新的状态并行地工作或者当观察到内部编码频率切换时工作，在解码器上，两个重采样交替地工作并且重采样输入频率不是公共的(完全相同的)。

此外，根据输出频率fs^out，由解码模块205解码的(在频率fs^out处重采样的)高频带信号可以在206处被添加至经重采样的低频带信号。

正如编码器，解码器也提供使用附加解码模式，如通过逆频率变换进行解码(块203)。

如在下文参照图3和图5a和图5b详细描述的，重采样设备实现了一种重采样方法，该方法使得可能确保在每个帧中的重采样的连续性，具体为避免宽度[0，fs₁/2]与[0，fs₂/2]之间的带宽切换伪信号并且避免在频率切换的情况中在两个帧的接合处的能量差。

图3以流程图的形式展示了在根据本发明的实施例中实现的重采样方法的步骤。在此，假定以下情况，其中，有待处理的在当前帧之前的帧是在第一采样频率fs_old处，而当前帧是在第二采样频率fs_new处。换言之，在与解码相关的应用中，当该当前帧中的内部CELP解码频率(fs_new)不同于前一帧的内部CELP解码频率(fs_old)：fs_new≠fs_old时，应用根据本发明的实施例的方法。

在根据本发明的重采样方法的一般模式中，从该前一帧的存储部分中以频率fs_old执行确定第一信号区段的步骤E301。为此，第一预定数量的零点样本被添加在前一帧的存储部分的样本结束。此零点添加或者通过在专用缓冲器中执行连结而为显式的，或者通过定义补充从前一帧存储的信号的空信号而为隐式的。

在具体实施例中，前一个长度为的结束帧块已经向其添加了被设置为零的长度为的未来信号。将注意，长度使得有可能补偿FIR类型的滤波延迟；如果使用其他的重采样方法(如滤波器组或由IIR滤波器进行重采样)，则此长度将能够被调整。

前一帧的存储样本构成重采样记忆，添加的零点对应于在频率fs_old处(在当前帧中)的“未来”信号。例如，在使用FIR滤波进行重采样的情况中，这些记忆的长度和预定数量的零点样本取决于FIR滤波器的脉冲响应的长度，通常这个数量等于FIR滤波器的脉冲响应长度减去1。

在步骤E302中，通过一般地将上采样、重采样滤波器和下采样应用于第一区段来对此区段进行重采样以将其从频率fs_old转换成频率fs^out——此步骤可以通过使用滤波的多相位分解而被优化并且将能够根据频率fs_old和fs^out的值被适配。为了执行此步骤，由具有之前在表1和表2中定义的FIR滤波器的G.718编解码器(指示为modify_fs)的多相位FIR滤波器实现重采样的示例将被再次使用。

然后获得第一重采样区段(seg.1_ech)，该区段的2L_over个样本一般不为零，其中，将注意，在重采样输出处的前L_over个样本与前一帧相关联，而后L_over个样本与当前帧相关联。实际上，由于FIR滤波延迟，步骤E302中的重采样输出的时间支持开始于第一区段seg.1的前个样本之后并且结束于第一区段seg.1的后个样本之前。

在后置滤波器之后，重采样记忆在这种情况下对应于前一帧的最后的个样本(如果fs^old＝12.8kHz则信号在块220的输出处并且如果fs_old＝16kHz则在块221的输出处)。如果fs_new＝12.8kHz，那么fs_old＝16kHz并且如果fs_new＝16kHz，那么fs_old＝12.8kHz，

在步骤E303中，通过在以频率fs_new采样的当前帧的样本的开始处添加第二预定数量的零点样本来确定第二区段。再次，此零点添加或者通过在专用缓冲器中执行连结而为显式的，或者通过定义补充当前帧的存储信号的空信号而为隐式的。

在具体实施例中，长度为的当前帧已经向其添加了被设置为零的长度为的过去信号的记忆以获得第二区段(seg.2)(其对应于被设置为0的记忆)。

再次，将注意，长度使得有可能补偿FIR类型的滤波延迟；如果使用其他的重采样方法将能够调整此长度。

在E304中，通过将重采样滤波器应用于第二区段来对此第二区段进行重采样以从频率fs_new获得在输出采样频率fs^out处的区段。由具有之前在表1和表2中定义的FIR滤波器的G.718编解码器(指示为modify_fs)的多相位FIR滤波器实现重采样的示例将被再次使用。

因此获得第二重采样区段(seg.2_ech)，该第二重采样区段的前2L_over个样本在时间上对应于首先采样的2L_over个非空样本。再次，由于FIR滤波延迟，步骤E304中的重采样输出的时间支持由相对于包括零点的第二区段seg.2的开始的个样本抵消。

将注意，在重采样输出处的前L_over个样本与前一帧相关联，而后L_over个样本与当前帧相关联。

步骤E305将长度为2L_over的两个重采样区段的重叠部分进行组合以获得重采样的前一帧的结束以及重采样的当前帧(s_ech)的至少该开始。这使得有可能避免可以在两个帧之间的频率切换时而出现的伪信号。该方法在此使得有可能执行从一个帧到另一个帧的在这两个采样频率之间的平滑过渡。将注意，出于效率的原因，有可能在针对第二区段的重采样操作过程中扩展第二区段的定义以包括当前帧的全部而不仅是当前帧的开始(重叠所需要的)。

在具体实施例中，在前2L_over个样本之上执行对在频率fs^out处重采样的两个区段的组合(相加重叠)，如下：

s_ech(n)＝seg.1_ech(n)+seg.2_ech(n)，n＝0，...，2L_over-1

其中，

如果需要的话，还执行通过缩放样本进行校正的附加步骤E306以补偿组合之后的能量波动：

s_ech(n)＝w_comp(n).s_ech(n)，n＝0，...，L_comp-1

其中，L_comp＝2L_over并且w_comp(n)对应于重新计算的补偿(或加权)因数。

w_comp(n)的计算被提前获得并且可以因此被预先存储。可以如下获得这些补偿因数w_comp(n)：输入样本由被设置为相应上采样因数的值的常数值取代，例如，在12>ech(n)或者以等效的方式其倒数用作倍乘补偿因数w_comp(n)。

在以上所描述的实施例中，通过应用多相位FIR滤波器来执行通过应用重采样滤波器获得重采样区段的步骤E302和E304。

这些重采样步骤然后可以由三步骤分解以相同的方式来执行：上采样为更高的频率、低通类型的过滤、然后下采样。在图4中展示了这种类型的示例性实施例。

因此，图4展示了通过使用在以上表1中描述的滤波器进行的这种重采样，其中，fs_old＝12.8kHz，fs_new＝16kHz并且fs^out＝8kHz。根据此表，针对从12.8kHz到8kHz的重采样，输入信号根据因数5被上采样至64kHz(通过在12.8kHz处的样本之间添加4个零点)，然后应用其截止频率约为4kHz的低通滤波器并且最终根据因数8对此信号进行下采样。

针对从16kHz到8kHz的重采样，输入信号按照因数6被上采样至96kHz(通过在16kHz处的样本之间添加5个零点)，应用其截止频率约为4kHz的低通滤波器并且最终按照因数12对此信号进行下采样。应注意的是，在这个示例中，这些FIR滤波器的截止频率是完全相同的，因为fs^out>min(fs_new，fs_old)。

在图4中，在表征在前一帧结束时在12.8kHz处采样的这些样本的顶部处可以看见方形符号；它们还构成了低通FIR滤波器的记忆的非空值。竖直线标志帧的结束。竖直线之后的圆圈表征在第一区段结束处的零值。此第一线因此表征确定第一区段的步骤(图3中的E301)的结果。下一条线示出了通过在12.8kHz处的样本之间添加4个零点被上采样至64KHz的信号。然后对此信号进行低通滤波处理(在附图中被标志为“64kHz LP”)，然后通过保留8个样本中的仅一个样本将其下采样至8kHz。此信号在附图中被称为“8kHz P1”；其是输出信号的第一成分。这三条线表征获得第一重采样区段的步骤(图3中的E302)。

在被标志为“16kHz”的线上，椭圆形符号表征在当前帧的开始处在16kHz处的样本。在竖直线之前的圆圈表征被设置为零的过去信号(低通FIR滤波器的记忆)。此线因此表征确定第二区段的步骤(图3中的E303)的结果。

下一条线示出了通过在16kHz处的样本之间添加5个零点被上采样至96kHz的此信号。然后对此信号进行低通滤波处理(在附图中被标志为“96kHz LP”)，然后通过保留12个样本中的仅一个样本将其下采样至8kHz。此信号在附图中被称为“8kHz P2”；其代表输出信号的第二成分。这三条线表征获得第二重采样区段的步骤(图3中的E304)。

最终，组合这两个成分“8kHz P1”和“8kHz P2”以形成在8kHz处的输出信号(图3的步骤E305)。如果需要的话，然后对此信号进行加权以均衡帧之间的边界周围的能量波动。

类似地，在另一个实施例中，可以使用不同于多相位滤波器的重采样滤波器，如，例如，QMF类型的滤波器组。

在具体实施例中，针对与输出频率fs^out＝8kHz相关的重采样，该实现方式将滤波器的双倍长度以及还有以下事实考虑在内，即，频带被限制为4kHz而不存在来自内部频率(fs₁和fs₂)的带宽切换问题。

在另一个具体实施例中，例如，针对其他输出频率fs^out＝16、32、48kHz，实现不同带宽的两个成分的交叉衰落以避免6.4kHz与8kHz之间的带宽切换伪信号。在变体中，还将能够在重采样之前(并且不是在重采样之后)对区段执行加权操作以准备交叉衰落。

现在在图5a和图5b中详细描述之前所描述的实施例。

图5a展示了在前一帧的采样频率高于当前帧的采样频率的情况中，被实现以获得第一采样区段(seg.1_ech)的步骤。

因此，例如，如果fs₁＝fs_old＝16kHz(并且fs₂＝fs_new＝12.8kHz)，则前一帧的信号具有0-8000Hz频带，而当前帧的信号具有0-6400Hz频带。为了避免频带切换缺陷，对与前一帧的结束相关联的信号应用交叉衰落，也就是说，如参照图3描述的，针对第一区段。在这种情况中，用于获得第一重采样区段(seg.1_ech)的重采样包括以下步骤：

·在步骤E501a中，在此实施例中，在后置滤波器的输出处从前一帧结束块形成长度为的第一区段并且其来自被设置为零的长度为的未来信号。

·在步骤E502a中，实现从频率fs_old＝16kHz到频率fs^out、具有6.4kHz频带限制的重采样(并入在重采样FIR滤波中)。然后获得重采样过渡区段seg.tr_ech。

在此使用对应于在前一帧中在后置滤波器的输出处的信号的后个样本的重采样记忆。跟随此重采样步骤，获得长度为2L_over的重采样过渡区段

如果fs_old≠fs^out，则在E503a中针对如在E501a中定义的第一区段执行另一个重采样步骤。从频率fs_old＝16kHz至频率fs^out执行重采样。然后获得重采样中间区段

如果fs_old＝fs^out，则中间信号seg._int由记忆的个样本(在前一帧中在后置滤波器的输出处的信号的)定义，接着是15个空样本。

在步骤E404a中，两个区段——传输区段和中间区段被组合以执行交叉衰落，如下

$\mathrm{seg}.1_{\mathrm{ech}}\left(n\right)=\mathrm{fac}\left(n\right)s_{\mathrm{ringing}}^{6.4\mathrm{kHz}}\left(n\right)+(1-\mathrm{fac}\left(n\right))s_{\mathrm{ringing}}^{8\mathrm{kHz}}\left(n\right),n=0,...,2L_{\mathrm{over}}-1$

其中，(n)＝n/L_over，n＝0，…，L_over-1；

fac(n)＝1，n＝L_over，…，2L_over-1；

并且

在变体中，将能够使用除了在此定义的线性加权的示例之外的加权因数。

根据优选实施例在重叠区域的前半部分上完成交叉衰落。在这种情况下，不必计算中间区段的后半部分(因为其在交叉衰落中权重为零)。

在图6a至图6d中展示了以fs_old＝16kHz、fs_new＝12.8kHz和fs^out＝32kHz重采样的示例以示出不同成分的能量趋势。正如补偿因数的计算，每个输入样本已经针对16kHz的输入由值为4的常数取代并且针对12>out＝32kHz的重采样信号(也被称为“振荡”)因此在索引611与670之间扩展。过渡区段的能量表现得非常类似。第二竖直虚线对应于输入帧的结束，其以fs_old＝16kHz将前一帧(帧N-1)与当前帧(帧N)分离开。将观察到，此经滤波的成分的能量在这个点突然地下降。在没有应用交叉衰落的情况下，带宽将突然地从8kHz变化到6.4kHz，这将引起可听的伪信号。为了避免这种情况并确保平滑的带宽过渡，令人期望的是仅在中间区段的第一部分(前半部分)以及过渡区段的相应部分之上执行交叉衰落。

图6b展示了有待应用于上以产生交叉衰落的这种加权函数(1-fac(n))，而图6c给出了这种加权信号的能量。图6d描绘了加权之后的中间区段的能量。因此，6.4-8kHz频带的能量也逐渐地减少。在不改变本发明原理的情况下还可以使用具有不同定义与加权窗一起使用的其他类型的交叉衰落。

图7表示当从一个输入频率过渡另一个输入频率时相加在一起的3个成分的振幅：虚线是加权后的中间区段不连续线是加权后的过渡区段点划线是第一重采样区段seg.1_ech而连续线是这三个成分之和。在此最后一条曲线上，可以在帧的边界周围观察到振幅的(和能量的)波动，缩放校正对应于由此信号除以输出信号(或者以等效的方式乘以之前被称为加权因数的w_comp(n)的此信号的倒数)以使能量响应平坦。如之前所解释的，可以如下获得这些补偿因数w_comp(n)：输入样本由被设置为相应上采样因数的值的常数值取代，例如，在从12>ech(n)或者以等效的方式其倒数用作倍乘补偿因数w_comp(n)。当在帧之间的边界处并且在内部频率切换的情况下重采样滤波器的脉冲响应不确保“完美重构”并且暂时不相干时，尤其需要该补偿。当重采样是使用具有(准)完美重构属性的滤波器组(例如，QMF或PQMF滤波器组)完成时，将有可能不使用这种补偿。

将从图7中理解的是，在一般情况中，在缺乏补偿的情况中(图3的步骤E306)，本发明可以在内部编码/解码频率切换的情况中引起能量调制。

图5b展示了在前一帧的采样频率低于当前帧的采样频率的情况中被实现以获得第二采样区段(seg.2_ech)的步骤。

因此，例如，如果fs₁＝fs_old＝12.8kHz(并且fs₂＝fs_new＝16kHz)，则前一帧的信号具有0-6400Hz频带，而当前帧的信号具有0-8000Hz频带。为了避免频带切换缺陷，对与当前帧的开始相关联的信号应用交叉衰落，也就是说，在此如参照图3描述的，针对第二区段。在这种情况中，用于获得第二重采样区段(seg.2_ech)的重采样包括以下步骤：

·在步骤E501b中，在此实施例中，第二区段是由当前帧(syn)的前个样本并且由被设置为零的长度为的过去信号的记忆形成的。

·在步骤E502b中，实现从频率fs_new＝16kHz到频率fs^out、具有6.4kHz频带限制的重采样(并入在重采样FIR滤波器中)。

跟随此重采样步骤，获得重采样过渡区段seg.tr_ech。

·在E503a中针对如在E501a中定义的第二区段执行另一个重采样步骤。如果fs_new≠fs^out，则执行从频率fs_new到频率fs^out的重采样，以获得中间区段seg._int。

如果则不需要进行重采样，但是个样本的移位被应用于在后置滤波器(BPF)的输出处以找到中间区段seg.int_ech。

·在步骤E504b中，两个区段——过渡区段(seg._tr)和中间区段(seg._Int)被组合以执行交叉衰落，如下

seg·2_ech(n)＝fac(n)seg·int._ech(n)+(1-fac(n))seg·tr_ech(n)，n

＝0，...，2L_over-1

其中，

fac(n)＝0,n＝0,...,L_over-1

fac(n)＝(n-L_over+1)/L_over,n＝L_over,...,2L_over-1

并且

在变体中，将能够使用除了在此定义的线性加权的示例之外的加权因数。根据优选实施例在重叠区域的后半部分上完成交叉衰落。在这种情况下，不必计算中间区段seg.int_ech的前半部分(因为其在交叉衰落中权重为零)。出于在优选实施例中的对称性原因，交叉衰落因此在L_over个样本之上完成。在前一帧的采样频率低于当前帧的采样频率的情况中，有可能在更多数量的样本之上进行交叉衰落。在这种情况下，这还延长了过渡区段seg._tr的生成。

在以上所描述的实施例中，借助于具有相关联的延迟(0.9375ms)的多相位FIR滤波执行重采样，无论频率fs₁或fs₂是多少，该延迟是完全相同的。此处的FIR滤波是在频率fs₁处的L₁＝12个样本以及在频率fs₂处的L₂＝15个样本。

在使用代替FIR滤波的滤波器组进行重采样的变体中，在分解成至少这些过渡区段的多个子频带之后，与图5a和图5b有关的交叉衰落将能够被过渡区段的适当子频带的时间加权取代，以便执行用于加宽声频带的某些子频带的渐进式启动(当fs_new＝fs₂>fs_old＝fs₁时的“淡入”)或者用于缩小声频带的某些子频带的渐进式衰减(当fs_new＝fs₁>fs_old＝fs₂时的“淡出”)。

在根据本发明的重采样方法的第二实施例中，重采样不是直接地通过使用重采样滤波器借助于多相位FIR滤波完成的，而是被分解成针对两个帧的公共较高频率的上采样然后是低通滤波和下采样。这个实施例构成了针对可听伪信号问题的替代性解决方案，该可听伪信号可以在采样频率在两个帧之间切换时发生。

在此处感兴趣的情况中，以不同于当前帧的第二采样频率的第一采样频率对前一帧进行采样。因此，一旦从频率fs₁(帧N-1)切换至频率fs₂(当前帧N)，就实现以下步骤：

-在频率为fs₁的前一帧(N-1)中，直到后L₁＝12个样本，由多相位FIR执行从频率fs₁到频率fs^out的常规重采样。

-从前一帧的后L₁个样本(第一预定数量的样本)到当前帧的前L₂＝15个样本(第二预定数量的样本)：

a.执行非均匀上采样以达到公共中间重采样频率。

例如，如果fs^out＝32kHz、fs₁＝12.8kHz且fs₂＝16kHz，则在前一帧的后2×L₁＝24个样本的每个样本之后添加4个零点，并且在当前帧的前2×L₂＝30个样本的每个样本之后添加个3零点。此上采样因此使得有可能达到中间频率(此处为64mHz)，该中间频率为与不同帧相关联的两个区段所共用。

b.FIR滤波应用于在(5×2×L₁+4×2×L₂)个样本之上以64kHz均匀计时的序列。在这个实施例中，并且如果fs^out>min(fs^new,fs^old)，则FIR滤波器在“左手部分”之上的截止频率不同于滤波器在“右手部分”之上的截止频率，这暗示FIR滤波器至相同中间频率的切换。这不造成任何生产困难，因为FIR滤波器的状态记忆是过去的输入信号，其足以简单地改变滤波器的系数。相比之下，从具有6.4kHz截止频率的滤波器突然地改变为具有8kHz截止频率的滤波器将造成带宽的突然改变以及讨厌的可听伪信号。完全有可能添加中间滤波器，例如，具有7200Hz截止频率的滤波器以使过渡平滑。如果fs^out<＝min(fs^new，fs^old)，则滤波器的截止频率可以保持恒定，通常为fs^out/2。

c.然后执行下采样步骤以达到输出频率fs^out。

d.在具体实施例中，添加补偿(通过时间增益)以均衡由下采样步骤c产生的信号电平。可以通过在步骤b的上采样之前用被设置在上采样因数值处的相同值取代这些样本而获得此补偿，例如，在12.8kHz至64kHz的上采样情况中被设置为5并且假定FIR滤波器增益等于1，否则，此常数必须除以FIR滤波器的增益(其是这些系数之和)。接下来，步骤b在中间频率处的FIR滤波被应用于此序列(具有0和常数)。该信号然后被下采样至频率fs^out。其然后用于归一化(除以)信号或者以等效的方式其倒数用作倍乘补偿因数w_comp(n)。

-在当前帧(N)中，在前L₂个样本之后，由多相位FIR执行从频率fs₂到频率fs^out的常规重采样。

在以上所描述的情况中，fs₁低于fs₂。之前所描述的原理显然适用于从较高频率fs₁(帧N-1)切换至频率fs₂(当前帧N)的相反情况。

此第二实施例使得有可能以与第一实施例中相同的方式确保从一个采样频率切换至另一个采样频率、从一个帧切换至另一个帧的平滑过渡。此第二实施例具有在前一帧和当前帧的样本的上采样序列上仅使用一次重采样滤波器的优点。相比之下，这需要涉及更高的公共中间频率，这不总是有可能取决于期望的采样频率。此外，根据多相位滤波的原理，通过忽略用空值输入样本进行的乘法并且通过仅计算将由下采样选择的经滤波的样本将能够显著地减小此第二实施例的计算复杂度。不详述此多相位优化，因为其在现有技术中是众所周知的并且在AMR-WB或G.718编解码器中的多相位切换的重采样给出了实现方式的示例并且结果等效于以上所描述的方法。

如在第一实施例的情况中，后者适用于在图2中表示的解码器中。该重采样方法由重采样设备210实现。

该重采样设备针对在频率fs₂处的当前帧以及在频率fs₁处的前一帧尤其实现参照图8表示的以下步骤：

-通过添加第一数量的零点样本上采样(E801)至前一帧的样本的一部分的公共中间频率(fs_int)；

-通过添加第二数量的零点样本上采样(E802)至当前帧的样本的一部分的公共中间频率；

-对从上采样步骤中获得的经上采样的信号应用低通滤波(E803)，如果需要的话该滤波包括在前一帧的上采样部分以及在当前帧的上采样部分之上的不同的截止频率；

-对经滤波的信号进行下采样(E804)以获得输出采样频率。

正如第一实施例，加权信号可被应用(E805)于由以上所描述的方法重采样的当前帧上，以补偿可能已经发生在各重采样步骤中的能量波动。

在此实施例中，在由低通滤波器进行滤波之前在公共重采样频率处对从前一帧以及从当前帧中获得信号执行组合。此组合使得有可能确保平滑过渡。

图9示出了针对在上采样之后的高频是公共频率的情况的此等效解决方案的示例(在附图给出的示例中，通过上采样至64kHz还完成从16kHz至8kHz的重采样)。第一条线给出了样本的时间位置，方形符号表征12.8kHz的前一帧的结束，椭圆符号表征在16kHz当前帧的开始处的样本。第二条线示出了通过在前一帧的每个样本之后添加4个零点(图8的步骤E801)并且在当前帧的每个样本之后添加3个零点(图8的步骤E802)上采样至64kHz的此连结信号。然后由低通滤波器(在附图中被标志为“64kHz LP”)(图8的步骤E803)对此信号进行滤波，然后通过保留8个样本中的仅一个样本将其下采样(图8的步骤E804)至8kHz。最终，如果需要的话，然后对此信号进行加权(图8的步骤E805)以均衡帧之间的边界周围的能量波动。应注意，在此示例中，因为fs^out<＝min(fs^new，fs^old)，所以滤波器的截止频率可以保持恒定在4000Hz处。

在本发明的变体中，不使用在CELP解码的输出处的后置滤波器(BPF)。然后从在CELP解码的输出处的前一帧的最后样本而不是在后置滤波器的输出处的前一帧的最后样本中获得重采样记忆。

在本发明的变体中，将能够使用其他解码器，例如，CELP解码变体或根据从现有技术中已知的BroadVoice^TM或SILK类型的模型的解码，或者甚至变换类型的解码器。

在本发明的变体中，编码器中的其他重采样方法也是有可能的，具体为通过使用其他FIR滤波器、代替FIR滤波器的IIR滤波器、或者甚至例如QMF类型的滤波器组。原理保持为相同的。

图10表示另一个替代性实施例，其中，由FIR滤波器进行的重采样由引起类似于FIR滤波的预定延迟的FIR类型的滤波器组取代。经调制的滤波器组的示例例如针对频带扩展频率包络提取和应用部分(指示为“时域带宽扩展(Time Domain Bandwidth Extension)”，TDBWE)在G.729.1编解码中给出，但是其他实现方式也是有可能的。

本发明的原理保持为完全相同的，因为在这种情况中，两个时间区段seg.1和seg.2被定义，一个在频率fs_old处在经CELP解码的(且可能经BPF后置滤波的)前一帧中，另一个在频率fs_new处经CELP解码的(且可能经BPF后置滤波的)当前帧中。零点被添加于区段seg.1右边以对其进行补偿(在“未来”)，并且零点被添加在区段seg.2左边以对其进行补偿(在“过去”)。如在FIR滤波的情况中，可以或者通过创建连结缓冲区直接地或者通过将分开的缓冲区中的重采样记忆设置为零间接地添加这些零点。通过在E1002和E1006中分解成多个子频带(分析)以及由滤波器在E1004和E1008中进行合成单独地将滤波器组进行的重采样应用于这些区段。然后再E1009中在重叠部分上对这两个部分进行组合(相加)。

在变体中，将能够在合成之前在子频带域中执行此组合。相比于在FIR滤波器的情况中描述的实施例的主要差异在于以下事实：因为分解成多个子频带所以不必实现交叉衰落或者计算过渡信号，如果在子频带的数量方面足够精细，那么有可能在合成之前通过对合适的子频带进行直接加权而执行平滑过渡；加权应用于与6.4-8kHz区域相关联的子频带，或者通过在E1003中的衰减或者通过在E1007中的渐进式增强。可以在E1003中执行与图6b中相同的加权形式并且可以在E1007中使用在时间上补充的“镜像”版本。

最终，如果针对重采样使用的滤波器组是经调制类型的，那么相关联的脉冲响应在帧之间通常是相干的并且在这种情况中，不必使用E1010中的加权。

因此，在此实施例中，在第一采样频率低于第二采样频率的情况下，获得第二重采样区段包括以下步骤：

-至少在第二区段中获得子频带划分；

-将(递增)加权函数应用于该第二区段的至少一个子频带上；

-通过对至少包括被加权的该子频带的这些子频带进行重组来获得第二重采样区段。

类似地，在第一采样频率高于第二采样频率的情况下，获得第一重采样区段包括以下步骤：

-至少在第一区段中获得子频带划分；

-将(递减)加权函数应用于该第一区段的至少一个子频带上；

-通过对至少包括被加权的该子频带的这些子频带进行重组来获得第一重采样区段。

图11表示根据本发明的重采样设备700的硬件实施例的示例。重采样设备可以形成音频信号编码器、解码器的集成部分或者接收音频信号的设备项的集成部分。

这种类型的设备包括与存储器块BM协同操作的处理器PROC，该存储器块包括存储设备和/或工作存储器MEM。

这种设备包括能够接收音频信号帧并且尤其是在第一采样频率fs₁处的前一帧的存储部分(Buf_prec)的输入模块E。

该设备包括能够传输被重采样至输出采样频率fs^out的当前音频信号帧的输出模块S。

处理器PROC控制信号区段确定模块SEG，该信号区段确定模块能够通过在前一帧的存储样本的结束处添加第一预定数量的零点样本来确定第一信号区段并且通过在当前帧的样本的开始处添加第二预定数量的零点样本来确定第二信号区段。

处理器还控制重采样模块RE-ECH，该重采样模块能够将从第一频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第一区段并且将从第二频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第二区段。

处理器还控制组合模块COMB，该组合模块能够组合该第一重采样区段与该第二重采样区段的重叠部分以获得重采样的当前帧。

存储器块可以有利地包括计算机程序，该计算机程序包括用于实现在本发明含义内的重采样方法的步骤的代码指令，当这些指令由处理器PROC执行时，并且尤其实现以下步骤：在前一帧的已存储的多个样本的结束处添加第一预定数量的零点样本来确定第一信号区段、将从第一频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第一区段来获得第一重采样区段、在当前帧的多个样本的开始处添加第二预定数量的零点样本来确定第二信号区段、将从第二频率到输出频率进行重采样的至少一个重采样滤波器应用于第二区段来获得第二重采样区段以及组合第一重采样区段与第二重采样区段的重叠部分以获得当前重采样帧的至少一部分。

通常，图3的描述使用了这种计算机程序的算法的这些步骤。计算机程序还可以被存储在存储介质上，其可以由设备的读取器进行读取或者可以被下载到其存储空间中。

通常，存储器MEM存储实现该方法所必需的所有数据。