基于数字信号处理机的时域宽带信号频域闭环测向方法

摘要

本发明公开了一种时域宽带信号频域闭环测向方法，其主要思路为：获取幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号并进行离散傅立叶变换，得到幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号Xm(ωj)，进而分别计算使用频域最小均方算法后第j个频点ωj处的频域窄带信号最优权矢量Wj和第j个频点ωj处的频域信号最优波束形成方向图yopt(ωj)，直到得到用频域最小均方算法后J个频点各自的频域窄带信号最优权矢量和J个频点各自的最优波束形成方向图，并进行几何平均，计算得到N个阵元接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图F，进而依次计算使用频域最小均方算法后得到的时域宽带信号闭环测向空间谱函数PLMS和PLMS的谱峰位置，最后得到时域宽带信号的角度估计值。

说明书

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种基于数字信号处理机的时域宽带信号频域闭环测向方法，适用于宽带信号的方向估计。

背景技术

由于宽带信号入射到阵列的各个传感器上时，不但在相位上会产生差异，而且信号的幅度(复包络)也会发生变化，使得许多窄带信号的测向算法不能应用到宽带信号的测向中。目前，宽带信号的波达方向(Direction of Arrival,DOA)估计算法主要分为最大似然类方法和基于信号子空间的方法，最大似然类方法的估计性能在高斯白噪声条件下是最优的；Clark等提出的基于迭代二次型最大似然算法是一种宽带信号DOA最大似然估计方法，该种宽带信号DOA最大似然估计方法将宽带信号近似为若干窄带正弦信号的叠加，并将窄带ARMA模型应用到宽带信号的测向中，然后在若干窄带正弦信号的各个频点上通过对多项式求根的方法得到相应波达方向估计值，最后通过最小二乘估计方法求得宽带信号的方向最终估计值；针对该种宽带信号DOA最大似然估计方法过程复杂，并且计算量大的缺点，Agrawal等提出在宽带信号DOA最大似然估计方法中采用三维优化，降低了计算量，但是却并没有在实际工程中得到应用。

最大似然类方法运算过于复杂，并且估计结果容易在局部极值点收敛；相比于最大似然类方法，基于信号子空间的方法虽然无法得到最优的估计结果，但却具有较低的运算复杂度和较高的估计性能，因此成为主要的宽带信号高分辨处理技术。目前，基于空间信号子空间的算法主要有三种：非相干信号子空间方法(ISSM)，相干信号子空间方法(CSSM)和宽带直接处理法；ISSM利用经典的窄带子空间类高分辨算法(MUSIC)分别对各个频点下的数据进行谱估计，该方法计算量大，且每个频点都要进行一次特征值分解，而且无法处理相干源；基于ISSM的不足之处，Wang等提出了相干子空间方法；相干子空间方法使用一个聚焦矩阵，将不同频率的协方差矩阵映射为中心频率的协方差矩阵，然后进行频域平滑得到统一的协方差矩阵，最后应用窄带处理的方法估计宽带信号的波达方向；CSSM方法相比于ISSM方法，具有运算量小、估计精度高、可实现对相干信号的处理等优点，其中聚焦矩阵的构造是CSSM方法的关键，也是难点之一，CSSM方法的另一难点在于选择最佳的聚焦频率来减小估计偏差，并且要进行波达方向预估计；宽带直接处理法中的典型算法包含宽带信号子空间谱算法和基于频率模型算法。宽带直接处理方法有效避免了信号波达方向预估计和聚焦矩阵的构造，且阵列的协方差矩阵维数的增大也更有效的描述了子空间的特性，因此宽带直接处理法得到宽带信号的波达方向估计性能更好，但是宽带直接处理法计算量很大，而且阵列误差对其影响明显，使得必须对阵列进行校准。

以上的宽带信号波达方向估计方法都是基于开环算法，工程可应用性都不强。

发明内容

针对以上现有技术存在的不足，本发明的目的在于提出一种基于数字信号处理机的时域宽带信号频域闭环测向方法，该种基于数字信号处理机的时域宽带信号频域闭环测向方法解决现有算法需要估计协方差矩阵，且运算复杂度高，以及并行射频通道数多从而使得硬件设备复杂问题，并在保证准确估计宽带信号方位的基础上，减小运算复杂度，降低工程上硬件复杂度。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案予以实现。

技术方案一：

一种数字信号处理机，包括波束形成器、N选一开关、模拟接收机、模数转换器、数据采集模块、数字正交插值单元、数据预处理模块、宽带信号闭环测向模块和N个耦合器，N为自然数；

所述数据预处理模块包含数据缓存单元和幅相误差校正单元，所述宽带信号闭环测向模块包含宽带信号处理单元、最优权值生成单元和测向空间谱计算单元；

所述N选一开关包含N个输入端和一个输出端；

所述模拟接收机包含第一模拟信号输入端、第二模拟信号输入端和模拟信号输出端；所述波束形成器包含第1传输信号输入端至第(N+1)传输信号输入端，以及第一传输信号输出端和第二传输信号输出端；

所述模数转换器包含第三模拟信号输入端和第一数字信号输出端；

所述数据采集模块包含第一数字信号输入端和第二数字信号输出端；

所述数字正交插值单元包含第二数字信号输入端和第三数字信号输出端；

所述数据缓存单元包含数字传输信号输入端和数字传输信号输出端；

所述幅相误差校正单元包含数字传输信号幅相误差输入端和数字传输信号幅相误差输出端；

所述宽带信号处理单元包含宽带数字信号输入端和宽带数字信号输出端；

所述最优权值生成单元包含窄带信号输入端和权矢量输出端；

所述测向空间谱计算单元包含宽带信号角度估计值输出端；

所述N个耦合器中第l个耦合器包含第l时域信号输出端和第l耦合信号输出端，所述N个耦合器包含第1时域信号输出端至第N时域信号输出端，以及第1耦合信号输出端至第N耦合信号输出端，其中所述第1时域信号输出端至第N时域信号输出端分别电连接N选一开关的N个输入端，所述第1耦合信号输出端至第N耦合信号输出端分别电连接波束形成器的第1传输信号输入端至第N传输信号输入端，l＝1,2,…,N；

N选一开关的输出端电连接模拟接收机的第一模拟信号输入端，模拟接收机的第二模拟信号输入端电连接波束形成器的第一传输信号输出端，波束形成器的第二传输信号输出端电连接测向空间谱计算单元的宽带信号角度估计值输出端；模拟接收机的模拟信号输出端电连接模数转换器的第三模拟信号输入端，模数转换器的第一数字信号输出端电连接数据采集模块的第一数字信号输入端，数据采集模块的第二数字信号输出端电连接数字正交插值单元的第二数字信号输入端，数字正交插值单元的第三数字信号输出端电连接数据缓存单元的数字传输信号输入端，数据缓存单元的数字传输信号输出端电连接幅相误差校正单元的数字传输信号幅相误差输入端，幅相误差校正单元的数字传输信号幅相误差输出端电连接宽带信号处理单元的宽带数字信号输入端，宽带信号处理单元的宽带数字信号输出端电连接最优权值生成单元的窄带信号输入端，最优权值生成单元的权矢量输出端电连接波束形成器的第(N+1)传输信号输入端；

所述N个耦合器对应N个通路，分别用于获取对应阵元上的时域宽带信号，并对获取的时域宽带信号分别进行耦合处理，得到N个通道耦合时域宽带信号，然后分别发送至波束形成器和N选一开关；

所述波束形成器，用于接收N个耦合器发送过来的N个通道耦合时域宽带信号并进行波束合成，得到合路时域信号，并将所述合路时域信号发送至模拟接收机；

所述N选一开关，用于接收N个耦合器发送过来的N个通道耦合时域宽带信号并选通其中一个通道耦合时域宽带信号，并发送至模拟接收机；

所述模拟接收机用于接收所述一个通道耦合时域宽带信号和波束形成器发送过来的合路时域信号，并计算所述一个通道耦合时域宽带信号和波束形成器发送过来的合路时域信号之间的互相关，得到一个通道耦合时域宽带信号和合路时域信号之间的互相关，然后发送至模数转换器；

所述模数转换器用于接收一个通道耦合时域宽带信号和合路时域信号之间的互相关，并将所述一个通道耦合时域宽带信号和合路时域信号之间的互相关转换为数字宽带信号，发送至数据采集模块；

所述数据采集模块用于接收模拟接收机发送过来的数字宽带信号，并对所述数字宽带信号进行中频信号采集，得到中频数字宽带信号，并将所述中频数字宽带信号发送至数字正交插值单元；

所述数字正交插值单元用于接收数据采集模块发送过来的中频数字宽带信号，并对所述中频数字宽带信号进行正交插值处理，得到正交插值处理后的数字宽带信号，并发送至数据缓存模块；

所述数据缓存模块用于接收并缓存数字正交插值单元发送过来的正交插值处理后的数字宽带信号，同时将所述正交插值处理后的数字宽带信号发送至幅相误差校正单元；

所述幅相误差校正单元用于接收数据缓存模块缓存的所述正交插值处理后的数字宽带信号，并对所述正交插值处理后的数字宽带信号进行幅相误差校正，得到幅相误差校正后的数字宽带信号，然后发送至宽带信号处理单元；

所述宽带信号处理单元用于接收幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后的数字宽带信号，并对所述幅相误差校正后的数字宽带信号进行离散傅里叶变换，得到幅相误差校正后的数字宽带信号在单个频点处的频域信号，然后发送至最优权值生成单元；

所述最优权值生成单元用于接收宽带信号处理单元发送过来的幅相误差校正后的数字宽带信号在单个频点处的频域信号，并计算使用频域最小均方算法后单个频点处的频域窄带信号最优权矢量，并将所述单个频点处的频域窄带信号最优权矢量发送至波束形成器计算单个频点处的最优波束形成方向图，进而计算数字宽带信号在所有频点处的各自最优波束形成方向图，然后将所述数字宽带信号在所有频点处的各自最优波束形成方向图发送至测向空间谱计算单元；

所述测向空间谱计算单元用于接收波束形成器发送过来的数字宽带信号在所有频点处的各自最优波束形成方向图，并计算接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图，获取时域宽带信号闭环测向空间谱函数的谱峰位置，进而得到时域宽带信号的角度估计值。

技术方案二：

一种时域宽带信号频域闭环测向方法，基于一种数字信号处理机，所述数字信号处理机，包括N个耦合器、波束形成器、N选一开关、模拟接收机、模数转换器、数据采集模块、数字正交插值单元、数据缓存单元、幅相误差校正单元、宽带信号处理单元、最优权值生成权值单元和测向空间谱计算单元，所述时域宽带信号频域闭环测向方法，包括以下步骤：

步骤1，获取空间N个阵元组成的天线阵列，并将每个阵元作为一个单通道，所述N个阵元分别获取对应阵元上的时域宽带信号，并对获取的时域宽带信号分别进行耦合处理，得到N个通道耦合时域宽带信号，然后分别发送至波束形成器和N选一开关；所述N选一开关选取第m个通道耦合时域宽带信号并将接收到的第m个通道耦合时域宽带信号发送至模拟接收机；所述波束形成器，用于接收N个耦合器发送过来的N个通道耦合时域宽带信号并进行波束合成，得到合路时域信号，并将所述合路时域信号发送至模拟接收机；其中，m∈{1,2,…,N}，N表示空间天线阵列包含的通道个数，N为自然数；

所述模拟接收机用于接收第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域信号，并计算第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域信号之间的互相关，然后将所述第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域信号之间的互相关发送至模数转换器；所述模数转换器用于接收第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域信号之间的互相关，并将第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域信号之间的互相关转换为第m个通道数字宽带信号，并发送至数据采集模块；

步骤2，所述数据采集模块用于接收模拟接收机发送过来的第m个通道数字宽带信号，并对所述第m个通道数字宽带信号进行中频信号采集，得到第m个通道中频数字宽带信号，并将第m个通道中频数字宽带信号发送至数字正交插值单元；

所述数字正交插值单元用于接收数据采集模块发送过来的第m个通道中频数字宽带信号，并对所述第m个通道中频数字宽带信号进行正交插值处理，得到正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号，并发送至数据缓存模块；

所述数据缓存模块用于接收并缓存数字正交插值单元发送过来的正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号，同时将所述正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号发送至幅相误差校正单元；

所述幅相误差校正单元用于接收数据缓存模块缓存的正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号，并对所述正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号进行幅相误差校正，得到幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号，然后发送至宽带信号处理单元；

步骤3，宽带信号处理单元用于接收幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号，并对所述幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号进行离散傅立叶变换，得到幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号X_m(ω_j)，并发送至最优权值生成单元；其中，m∈{1,2,…,N}，N表示空间天线阵列包含的通道个数，N为自然数；j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界；

步骤4，初始化：j表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后的第j个频点，且j的初始值为1，j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界；

步骤5，最优权值生成单元接收宽带信号处理单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号X_m(ω_j)，并计算使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j，然后将使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j发送至波束形成器；波束形成器接收使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j并进行波束合成，计算得到N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的最优波束形成方向图y_opt(ω_j)；

步骤6，令j加1，返回步骤5，直到得到使用频域最小均方算法后第J个频点ω_J处的频域窄带信号最优权矢量W_J和N个通道中的数字宽带信号在第J个频点ω_J处的最优波束形成方向图y_opt(ω_J)，并将此时得到的N个通道中的数字宽带信号在第1个频点ω₁的最优波束形成方向图y_opt(ω₁)到N个通道中的数字宽带信号在第J个频点ω_J处的最优波束形成方向图y_opt(ω_J)，即N个通道中的数字宽带信号在J个频点各自的最优波束形成方向图，并分别发送至测向空间谱计算单元。

步骤7，测向空间谱计算单元接收波束形成器发送过来的N个通道中的数字宽带信号在J个频点各自的最优波束形成方向图，并进行几何平均，计算得到N个阵元接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图F；

步骤8，根据N个阵元接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图F，计算得到使用频域最小均方算法后得到的时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS，然后根据所述时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS，获取时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS的谱峰位置，进而得到时域宽带信号的角度估计值。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明方法能够准确估计出一个信号源时宽带信号的角度，和非相干信号子空间(ISSM)方法相比，本发明方法的测向空间谱更尖锐，测向效果更好；

第二，本发明方法随着信噪比的增大，角度估计均方根误差越来越小，测角性能越来越好相比已有的ISSM方法，本发明方法受信噪比的影响更小；

第三，本发明方法进行角度估计时不需提前知道信号源的数目，没有阵型要求，对于任意阵型均适用；

第四，本发明方法不需要同时获取多通道数据，并能够分时通道切换获取数据样本，实现原理简单，工程可应用性强，降低了运算量。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1是本发明的一种时域宽带信号频域闭环测向的优化方法的实现原理图；

图2是本发明的宽带信号入射示意图；

图3是本发明中LMS频域自适应波束形成原理框图；

图4是本发明中各频点运用LMS方法及几何平均后的仿真图；

图5是本发明中宽带信号测向仿真图；

图6是本发明中角度估计误差与信噪比关系仿真图；

图7是本发明角度估计误差与闭环迭代次数关系仿真图。

具体实施方式

参照图1，为本发明的一种时域宽带信号频域闭环测向的优化方法的实现原理图；本发明的一种数字信号处理机，包括波束形成器、N选一开关、模拟接收机、模数转换器、数据采集模块、数字正交插值单元、数据预处理模块、宽带信号闭环测向模块和N个耦合器，N为自然数。

所述数据预处理模块包含数据缓存单元和幅相误差校正单元，所述宽带信号闭环测向模块包含宽带信号处理单元、最优权值生成单元和测向空间谱计算单元。

所述N选一开关包含N个输入端和一个输出端。

所述模拟接收机包含第一模拟信号输入端、第二模拟信号输入端和模拟信号输出端；所述波束形成器包含第1传输信号输入端至第(N+1)传输信号输入端，以及第一传输信号输出端和第二传输信号输出端。

所述模数转换器包含第三模拟信号输入端和第一数字信号输出端。

所述数据采集模块包含第一数字信号输入端和第二数字信号输出端。

所述数字正交插值单元包含第二数字信号输入端和第三数字信号输出端。

所述数据缓存单元包含数字传输信号输入端和数字传输信号输出端。

所述幅相误差校正单元包含数字传输信号幅相误差输入端和数字传输信号幅相误差输出端。

所述宽带信号处理单元包含宽带数字信号输入端和宽带数字信号输出端。

所述最优权值生成单元包含窄带信号输入端和权矢量输出端。

所述测向空间谱计算单元包含宽带信号角度估计值输出端。

所述N个耦合器中第l个耦合器包含第l时域信号输出端和第l耦合信号输出端，所述N个耦合器包含第1时域信号输出端至第N时域信号输出端，以及第1耦合信号输出端至第N耦合信号输出端，其中所述第1时域信号输出端至第N时域信号输出端分别电连接N选一开关的N个输入端，所述第1耦合信号输出端至第N耦合信号输出端分别电连接波束形成器的第1传输信号输入端至第N传输信号输入端，l＝1,2,…,N。

N选一开关的输出端电连接模拟接收机的第一模拟信号输入端，模拟接收机的第二模拟信号输入端电连接波束形成器的第一传输信号输出端，波束形成器的第二传输信号输出端电连接测向空间谱计算单元的宽带信号角度估计值输出端；模拟接收机的模拟信号输出端电连接模数转换器的第三模拟信号输入端，模数转换器的第一数字信号输出端电连接数据采集模块的第一数字信号输入端，数据采集模块的第二数字信号输出端电连接数字正交插值单元的第二数字信号输入端，数字正交插值单元的第三数字信号输出端电连接数据缓存单元的数字传输信号输入端，数据缓存单元的数字传输信号输出端电连接幅相误差校正单元的数字传输信号幅相误差输入端，幅相误差校正单元的数字传输信号幅相误差输出端通过数据总线电连接宽带信号处理单元的宽带数字信号输入端，宽带信号处理单元的宽带数字信号输出端电连接最优权值生成单元的窄带信号输入端，最优权值生成单元的权矢量输出端电连接波束形成器的第(N+1)传输信号输入端。

所述N个耦合器对应N个通路，分别用于获取对应阵元上的时域宽带信号，并对获取的时域宽带信号分别进行耦合处理，得到N个通道耦合时域宽带信号，然后分别发送至波束形成器和N选一开关。

所述波束形成器，用于接收N个耦合器发送过来的N个通道耦合时域宽带信号并进行波束合成，得到合路时域信号，并将所述合路时域信号发送至模拟接收机。

所述N选一开关，用于接收N个耦合器发送过来的N个通道耦合时域宽带信号并选通其中一个通道耦合时域宽带信号，并发送至模拟接收机。

所述模拟接收机用于接收所述一个通道耦合时域宽带信号和波束形成器发送过来的合路时域信号，并计算所述一个通道耦合时域宽带信号和波束形成器发送过来的合路时域信号之间的互相关，得到一个通道耦合时域宽带信号和合路时域信号之间的互相关，然后发送至模数转换器。

所述模数转换器用于接收一个通道耦合时域宽带信号和合路时域信号之间的互相关，并将所述一个通道耦合时域宽带信号和合路时域信号之间的互相关转换为数字宽带信号，发送至数据采集模块。

所述数据采集模块用于接收模拟接收机发送过来的数字宽带信号，并对所述数字宽带信号进行中频信号采集，得到中频数字宽带信号，并将所述中频数字宽带信号发送至数字正交插值单元。

所述数字正交插值单元用于接收数据采集模块发送过来的中频数字宽带信号，并对所述中频数字宽带信号进行正交插值处理，得到正交插值处理后的数字宽带信号，并发送至数据缓存模块。

所述数据缓存模块用于接收并缓存数字正交插值单元发送过来的正交插值处理后的数字宽带信号，同时将所述正交插值处理后的数字宽带信号发送至幅相误差校正单元。

所述幅相误差校正单元用于接收数据缓存模块缓存的所述正交插值处理后的数字宽带信号，并对所述正交插值处理后的数字宽带信号进行幅相误差校正，得到幅相误差校正后的数字宽带信号，然后发送至宽带信号处理单元。

所述宽带信号处理单元用于接收幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后的数字宽带信号，并对所述幅相误差校正后的数字宽带信号进行离散傅里叶变换，得到幅相误差校正后的数字宽带信号在单个频点处的频域信号，然后发送至最优权值生成单元。

所述最优权值生成单元用于接收宽带信号处理单元发送过来的幅相误差校正后的数字宽带信号在单个频点处的频域信号，并计算使用频域最小均方算法后单个频点处的频域窄带信号最优权矢量，并将所述单个频点处的频域窄带信号最优权矢量发送至波束形成器计算单个频点处的最优波束形成方向图，进而计算数字宽带信号在所有频点处的各自最优波束形成方向图，然后将所述数字宽带信号在所有频点处的各自最优波束形成方向图发送至测向空间谱计算单元。

所述测向空间谱计算单元用于接收波束形成器发送过来的数字宽带信号在所有频点处的各自最优波束形成方向图，并计算接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图，获取时域宽带信号闭环测向空间谱函数的谱峰位置，进而得到时域宽带信号的角度估计值。

一种时域宽带信号频域闭环测向方法，基于一种数字信号处理机，所述数字信号处理机，包括N个耦合器、波束形成器、N选一开关、模拟接收机、模数转换器、数据采集模块、数字正交插值单元、数据预处理模块和宽带信号闭环测向模块；所述数据预处理模块包含数据缓存单元和幅相误差校正单元，所述宽带信号闭环测向模块包含宽带信号处理单元、最优权值生成权值单元和测向空间谱计算单元，所述宽带信号频域闭环测向的优化方法，包括以下步骤；

步骤1，获取空间N个阵元组成的天线阵列，并将每个阵元作为一个单通道，所述N个阵元分别获取对应阵元上的时域宽带信号，并对获取的时域宽带信号分别进行耦合处理，得到N个通道耦合时域宽带信号，然后分别发送至波束形成器和N选一开关；所述N选一开关选取第m个通道耦合时域宽带信号并将接收到的第m个通道耦合时域宽带信号发送至模拟接收机；所述波束形成器，用于接收N个耦合器发送过来的N个通道耦合时域宽带信号并进行波束合成，得到合路时域宽带信号，并将所述合路时域宽带信号发送至模拟接收机；其中，m∈{1,2,…,N}，N表示空间天线阵列包含的通道个数，N为自然数。

所述模拟接收机用于接收第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域宽带信号，并计算第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域宽带信号之间的互相关，然后将所述第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域宽带信号之间的互相关发送至模数转换器；所述模数转换器用于接收第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域宽带信号之间的互相关，并将第m个通道耦合时域宽带信号和所述合路时域宽带信号之间的互相关转换为第m个通道数字宽带信号，并发送至数据采集模块。

具体地，获取空间N个阵元组成的天线阵列，参照图2，为本发明的宽带信号入射示意图；在图2中，1、2、N表示天线阵列包含的阵元序号，d表示阵元间距，θ_p表示第p个信号源在每个阵元处的入射角；本发明使用N个阵元接收空间中入射的时域宽带信号，每个阵元作为一个单通道，每个阵元包含作为一个传感器，用于检测所接收到的时域宽带信号。由于时域宽带信号入射到阵列天线的多个传感器上时不同阵元上时，不但在相位上产生差异，而且数字宽带信号的幅度或复包络也会发生变化，因此不能直接对数字宽带信号进行测向，也不能直接利用数字宽带信号的测向方法对数字宽带信号进行测向；此处N＝5。

步骤2，所述数据采集模块用于接收模拟接收机发送过来的第m个通道数字宽带信号，并对所述第m个通道数字宽带信号进行中频信号采集，得到第m个通道中频数字宽带信号，并将第m个通道中频数字宽带信号发送至数字正交插值单元。

所述数字正交插值单元用于接收数据采集模块发送过来的第m个通道中频数字宽带信号，并对所述第m个通道中频数字宽带信号进行正交插值处理，得到正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号，并发送至数据缓存模块。

所述数据缓存模块用于接收并缓存数字正交插值单元发送过来的正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号，同时将所述正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号发送至幅相误差校正单元；

所述幅相误差校正单元用于接收数据缓存模块缓存的正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号，并对所述正交插值处理后第m个通道的数字宽带信号进行幅相误差校正，得到幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号，然后发送至宽带信号处理单元。

步骤3，宽带信号处理单元用于接收幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号，并对所述幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号进行离散傅立叶变换(DFT)，得到幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号X_m(ω_j)，并发送至最优权值生成单元；其中，m∈{1,2,…,N}，N表示空间天线阵列包含的通道个数，N为自然数；j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界。

具体地，宽带信号处理单元用于接收幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号，并对所述幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号进行M'点离散傅立叶变换(DFT)，将所述幅相误差校正单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内划分为J个频点各自对应频域窄带信号的叠加，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界，然后计算得到幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号X_m(ω_j)，其表达式为：

$X_m\left({\omega }_j\right)=\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}{S}_p\left({\omega }_j\right)\exp (-{\mathrm{j\omega }}_j{\tau }_{pm})+N_m\left({\omega }_j\right)$

其中，p∈{1,2,…,P}，P表示第m个通道接收到的时域宽带信号包含的信号源数目，j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，S_p(ω_j)表示第p个信号源在第j个频点处的频域信号，N_m(ω_j)表示第m个通道在第j个频点处的频域噪声，ω_j表示第j个频点，τ_pm表示第p个信号源到达第m个通道时相对于参考通道的时延，参考通道为N个通道中第一个通道，exp(·)表示·的指数函数，m∈{1,2,…,N}，N表示空间天线阵列包含的通道个数，M'表示对幅相误差校正后第m个通道接收的时域宽带信号进行离散傅立叶变换时包含的点数，M'＞J，且M'、J、N分别为自然数。

步骤4，初始化：j表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后的第j个频点，且j的初始值为1，j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界。

步骤5，最优权值生成单元接收宽带信号处理单元发送过来的幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号X_m(ω_j)，并使用频域最小均方算法(LMS)，计算使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j，然后将使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j发送至波束形成器；波束形成器接收使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j并进行波束合成，计算得到N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的最优波束形成方向图y_opt(ω_j)。

具体地，所述使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j和所述N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的最优波束形成方向图y_opt(ω_j)，其得到过程为：

5.1初始化：n为迭代次数，且n初值为1，设定第j个频点ω_j处的频域最小均方算法调零门限为δ_j；m为空间天线阵列中第m个通道，且m初值为1，m∈{1,2,…,N}，N表示空间天线阵列包含的通道个数，表示第1次迭代后第1个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的初始权值w_j(1,1)，即w_j(1,1)＝w_q，并将初始权值w_j(1,1)作为静态权值w_q，X₁(ω_j)表示第1个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号。

5.2计算得到第n次迭代后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值w_j(m,n)，其表达式为：

w_j(m,n+1)＝w_j(m,n)-2μX_m(ω_j)e(ω_j)

e(ω_j)＝y(ω_j)-d(ω_j)

其中，d(ω_j)表示第j个频点ω_j的频域期望信号，y(ω_j)表示第j个频点ω_j的波束形成方向图。

5.3令m加1，重复子步骤5.2，直到得到第n次迭代后第N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值w_j(N,n)，此时计算第n次迭代后N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值W_j(n)，并将所述第n次迭代后N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值W_j(n)发送至波束形成器，计算得到第n次迭代后N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的波束形成方向图y_j(n)，然后计算得到第n次迭代后第j个频点ω_j处的频域窄带信号自相关其表达式分别为：

W_j(n)＝[w_j(1,n),…,w_j(m,n),…,w_j(N,n)]

y_j(n)＝W_j(n)^HX(ω_j)

R_yj(n)＝E[W_j(n)^HX(ω_j)X(ω_j)^HW_j(n)]

其中，w_j(m,n)表示第n次迭代后第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值，X(ω_j)表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号，X(ω_j)＝[X₁(ω_j),…,X_m(ω_j),…,X_N(ω_j)]^T，X_m(ω_j)表示第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号。

5.4如果第n次迭代后第j个频点ω_j处的频域窄带信号自相关大于第j个频点ω_j处的频域最小均方算法调零门限δ_j，则令n加1，返回子步骤5.2；

如果第n次迭代后第j个频点ω_j处的频域窄带信号自相关小于第j个频点ω_j处的频域最小均方算法调零门限δ_j，则将此时得到的第n次迭代后N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值W_j(n)，作为使用频域最小均方算法后得到的第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权矢量W_j，将第n次迭代后N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的波束形成方向图y_j(n)，作为N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的最优波束形成方向图yo_pt(ω_j)，W_j＝[w_1j,…,w_mj,…,w_Nj]，X(ω_j)表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号，w_mj表示第m个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的权值。

然后，参照图3，为本发明中LMS频域自适应波束形成原理框图；对幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的J个频点，任意选取第j个频点ω_j，使用多通道选择开关，利用频域LMS方法进行第j个频点ω_j处的波束形成，计算得到第j个频点ω_j处的频域信号的波束形成方向图y(ω_j)，其表达式为：y(ω_j)＝W_j^HX(ω_j)，j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，W_j表示使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权值，N表示空间天线阵列包含的通道个数，X(ω_j)表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号。

假设第j个频点ω_j的频域期望信号为d(ω_j)，且第j个频点ω_j的频域期望信号d(ω_j)第j个频点ω_j的波束形成方向图y(ω_j)之间的误差为e(ω_j)，则e(ω_j)＝y(ω_j)-d(ω_j)，误差e(ω_j)的均方误差为E|e(ω_j)|²，其表达式为：

$E{\left|e\left({\omega }_j\right)\right|}^2={W_j}^H{R}_{X_j}{W}_j+\left[d^2\left({\omega }_j\right)\right]-2\mathrm{Re}\left[{W_j}^H{r}_{X_j{d}_j}\right]$

其中，上标H表示共轭转置，E[·]表示求·的均值，Re[·]表示取·的实部，W_j表示使用频域最小均方算法后得到的第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权值，表示第j个频点ω_j处的频域信号的自相关矩阵，且表示第j个频点ω_j处的频域信号与第j个频点ω_j的频域期望信号之间的互相关信号，d(ω_j)表示第j个频点ω_j的频域期望信号，X(ω_j)表示第j个频点ω_j处的频域信号。

利用梯度下降法，对误差e(ω_j)的均方误差为E|e(ω_j)|²关于W_j求导：

$\left(\begin{array}{c}\frac{\partial E{\left|e\left({\omega }_j\right)\right|}^2}{\partial W_j}=-2r_{X_{j}d}+2R_{X_j}{W}_j\\ =2\left\{E\right[X\left({\omega }_j\right)X^H\left({\omega }_j\right)]W_j-E[X\left({\omega }_j\right)d^{*}\left({\omega }_j\right)\left]\right\}\\ =2E\left[X\left({\omega }_j\right)\left(y^{*}\right({\omega }_j)-d^{*}({\omega }_j\left)\right)\right]\\ =2E\left[X\left({\omega }_j\right)e^{*}\left({\omega }_j\right)\right]\end{array}\right)$

用瞬时值2X(ω_j)e^*(ω_j)代替稳态值2E[X(ω_j)e^*(ω_j)]，计算得到第j个频点ω_j处的偏导值其表达式为：

${\widehat{▿}}_{W_j}=2X\left({\omega }_j\right){e_j}^{*}$

其中，e_j表示第j个频点ω_j的频域期望信号d(ω_j)与第j个频点ω_j的波束形成方向图y(ω_j)之间的误差e(ω_j)，X(ω_j)表示第j个频点处的频点ω_j处的频域信号，表示求导运算符，上标H表示共轭转置，(·)^*表示求·的共轭。

步骤6，令j加1，返回步骤5，直到得到使用频域最小均方算法后第J个频点ω_J处的频域窄带信号最优权矢量W_J和N个通道中的数字宽带信号在第J个频点ω_J处的最优波束形成方向图y_opt(ω_J)，并将此时得到的N个通道中的数字宽带信号在第1个频点ω₁的最优波束形成方向图y_opt(ω₁)到N个通道中的数字宽带信号在第J个频点ω_J处的最优波束形成方向图y_opt(ω_J)，即N个通道中的数字宽带信号在J个频点各自的最优波束形成方向图发送至测向空间谱计算单元。

步骤7，测向空间谱计算单元波束形成器发送过来的N个通道中的数字宽带信号在J个频点各自的最优波束形成方向图，并进行几何平均，计算得到N个阵元接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图F。

具体地，所述N个阵元接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图F，其表达式为：

$F={\left[\underset{j=1}{\overset{J}{\Pi }}{y}_{opt}\left({\omega }_j\right)\right]}^{-\frac{1}{J}}={\left[\underset{j=1}{\overset{J}{\Pi }}{W_j}^{H}X\left({\omega }_j\right)\right]}^{-\frac{1}{J}}$

其中，∏表示联乘运算，y_opt(ω_j)表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的最优波束形成方向图，W_j表示使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权值，X_j表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号X(ω_j)，j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界。

步骤8，根据N个阵元接收到的时域宽带信号对应的最终波束形成方向图F，计算得到使用频域最小均方算法后得到的时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS，然后根据所述时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS，获取时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS的谱峰位置，进而得到时域宽带信号的角度估计值。

具体地，分别假定第j个频点ω_j处的频域窄带信号的导向矢量为a_j(θ)，第j个频点ω_j处的信号子空间为第j个频点ω_j处的噪声子空间为则此时频域窄带信号最优权值W_j与第j个频点ω_j处的频域窄带信号的导向矢量a_j(θ)的向量积p_j近似为0，p_j＝W_j^Ha_j(θ)，则使用频域最小均方算法后得到的第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权值W_j垂直于第j个频点ω_j处的信号子空间频域窄带信号最优权值W_j作为第j个频点ω_j处的噪声子空间的一个矢量，将频域窄带信号最优权值W_j代替第j个频点ω_j处的噪声子空间计算得到第j个频点ω_j处的谱峰搜索空间谱函数P_j(θ)，其表达式为：

$P_j\left(\theta \right)=\frac{1}{{a_j}^H\left(\theta \right)W_j{W_j}^H{a}_j\left(\theta \right)}$

其中，W_j表示使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权值W_j，a_j(θ)表示第j个频点ω_j处的阵列导向矢量，θ表示谱峰搜索空间谱函数P_j(θ)进行谱峰搜索的扫描角度，θ∈[-90°>

将J个频点分别进行频域最小均方算法后得到的最终波束形成方向图数据F代替第j个频点ω_j处的谱峰搜索空间谱函数P_j(θ)中的a_j^H(θ)W_jW_j^Ha_j(θ)，计算得到使用频域最小均方算法后得到的时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS，其表达式为：

$P_{LMS}=\frac{1}{F}=\frac{1}{{\left(\underset{j=1}{\overset{J}{\Pi }}{y}_{opt}\right({\omega }_j\left)\right)}^{-\frac{1}{J}}}=\frac{1}{{\left(\underset{j=1}{\overset{J}{\Pi }}{W_j}^{H}X\right({\omega }_j\left)\right)}^{-\frac{1}{J}}}$

其中，∏表示联乘运算，y_opt(ω_j)表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点ω_j处的最优波束形成方向图，W_j表示使用频域最小均方算法后第j个频点ω_j处的频域窄带信号最优权值，X(ω_j)表示N个通道中的数字宽带信号在第j个频点处的频域信号，j∈{1,2,…,J}，J表示幅相误差校正后第m个通道内的数字宽带信号在宽带范围[w_l>h]内等效为频域窄带信号叠加后包含的频点个数，w_l表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率下界，w_h表示幅相误差校正后第m个通道中的数字宽带信号的频率上界。

最后根据使用频域最小均方算法后得到的时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS，获取时域宽带信号闭环测向空间谱函数P_LMS的谱峰位置，进而得到时域宽带信号的角度估计值。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

(一)仿真参数：

选取5个阵元全向均匀线阵，信号方向为-10度，信噪比为20dB，中心频率为100MHz，带宽为40MHz，利用DFT算法得到信号带宽内的35个频率点的窄带成分，阵元间距为中心频率对应波长的一半，即静态权值w_q＝[1>T，迭代次数为50次，单通道接收的时域宽带信号进行离散傅立叶变换时包含的点数M'为256，快拍数256次。

(二)仿真内容及结果：

仿真1，采用本发明对DFT后J个频点分别应用频域LMS方法进行波束形成，并对J个频点的频域信号进行波束形成后结果求几何平均得到最终给的方向图。如图4是各个频点进行波束形成后的方向图和几何平均后的方向图。

参照图4，为本发明中各频点运用LMS方法及几何平均后的仿真图；从图4可看出，对于单个宽带信号，对各频点的波束形成方向图进行几何平均后在信号位置出现一个明显凹陷，且凹陷位置深度在40dB以上。

仿真2，采用本发明算法和已提出的ISSM方法分别对宽带信号进行测向，测向结果如图5所示，图5是本发明中宽带信号测向仿真图；由图5可看出，利用本发明算法和已提出的ISSM方法均可以对宽带信号实现测向，相比较而言，本发明测向空间谱更尖锐，测向效果更好。

仿真3，将信号的信噪比从0dB到30dB以间隔5dB变化，每次变化做100次蒙特卡洛实验，其他仿真条件不变；分别计算两种方法在不同信噪比下的角度估计均方根误差，求角度估计均方根误差公式为：其中C_mon表示蒙特卡洛实验的次数；本发明的测角性能受信噪比影响仿真图为图6所示，图6为本发明中角度估计误差与信噪比关系仿真图。

由图6可以看出本发明中，随着信噪比的增大，角度估计均方根误差越来越小，测角性能越来越好，并且与已提出的ISSM方法相比较，本发明算法受信噪比的影响更小。

仿真4，将闭环迭代次数从10到50以间隔5变化，每次变化做100次蒙特卡洛实验，测角性能受LMS闭环迭代次数的影响仿真图如图7所示，图7为本发明角度估计误差与闭环迭代次数关系仿真图。

由图7可以看出，本发明中角度误差随LMS迭代次数的增加而减小，当迭代次数为25次时，信号的角度估计误差为0，可以得到信号角度的准确估计值。

仿真5，本发明算法与已提出的ISSM方法运算复杂度比较

由图6可知，本发明算法在迭代25次时即可收敛，使用本发明方法进行测向到收敛时所需的复乘与复加次数，与使用ISSM算法进行测向到收敛时所需的复乘与复加次数的比较，如表1所示。

表1

由表1可看出本发明方法中的复乘和复加次数，分别明显小于使用ISSM算法的复乘和复加次数，相比于ISSM算法，本发明方法的运算复杂度大大减小。

综上所述，仿真实验验证了本发明的正确性，有效性和可靠性。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围；这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。