基于电压分区的电流型PWM整流器多级叠流时间控制方法

摘要

本发明公开了基于电压分区的电流型PWM整流器多级叠流时间控制方法，该控制方法基于电流型PWM整流器，首先设定三个设定值并实时采集网侧线电压；通过把所述网侧线电压值与所述设定值相比，将网侧线电压分为四个电压区域；最后，针对各所述电压区域设定相应的叠流时间；该方法与现有的叠流时间控制方法相比，该叠流时间控制方法能够减小网侧电流的畸变，加速换流速度，减小换流损耗。

说明书

技术领域

本发明提出基于电压分区的电流型PWM整流器多级叠流时间控制方法，属于电力电子控制的技术领域。

背景技术

变流装置技术在国民经济各个领域中获得广泛的应用，其中很多变流装置需要整流环节，以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控直流电路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功功率，造成了严重的电网“污染”。治理这种电网“污染”最根本的措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。PWM整流技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化，且可运行于单位功率因数。PWM整流器分为电流型整流器和电压型整流器，如图1所示为一种电流型PWM整流器的原理图。

超导技术以及新器件的飞速发展给电流型PWM整流器带来新的发展空间。由于电流型整流器直流侧采用电感储能，在开关管进行切换时为避免直流侧电感电流的开路，通常需要在换相的开关管之间加入叠流时间，叠流时间的原理图如图2所示，其中S₁，S₃是待换流的两个开关管的触发信号。但叠流时间的加入会引起交流侧电流的畸变，使其谐波含量增加，若叠流时间设置过长还会使损耗增加。为了补偿叠流时间对交流侧的影响，相关文献中采用对叠流时间进行对称补偿的方法。

如图3和图4所示是叠流时间对网侧电流的影响分析。以S₁和S₃切换为例，理想情况是在t₂和t₅时刻进行换流，而实际换相受到开关管两端线电压的影响。当线电压U_ab>0时，I_a的导通时间必大于理论值；当线电压U_ab<0时，I_a导通时间小于理论值。

如图5是文献中采用的叠流时间补偿方法。为了使I_a和I_b得到理想的正弦波形，在线电压U_ab>0时，将S₁导通时间减小2Δt；在线电压U_ab<0时，将S₃导通时间增加2Δt。但这种叠流时间补偿方法是在假设I_a和I_b的上升时间和下降时间很短的条件下，而在实际运行中当线电压U_ab值较小时，如图6所示，电流切换速度将变慢，该补偿方法失效，不能避免网侧电流畸变。

因此，需要寻求一种新的叠流时间控制方法，使其可以适应线电压的正弦变化，改善网侧电流波形。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供了一种适用于电流型PWM整流器的电压分区多级叠流时间控制法，不仅可以在正向偏置和反向偏置状态下实现减小网 侧电流畸变的换相，而且可以在网侧线电压较小时加速电流换相过程，实现快速、低损耗、低谐波的电流换相。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

该控制方法基于电流型PWM整流器，具体为，首先设定三个设定值并实时采集网侧线电压；通过把所述网侧线电压值与所述设定值相比，将网侧线电压分为四个电压区域；最后，针对各所述电压区域设定相应的叠流时间；其中，

所述四个电压区域分别为：区域1，网侧线电压值不小于第一设定值；区域2，所述网侧线电压值小于第一设定值且不小于第二设定值；区域3，所述网侧线电压值小于第二设定值且不小于第三设定值；区域4，所述网侧线电压值小于第三设定值。

所述三个设定值分别为：正基准值、零值以及负基准值，其中，

第一设定值即正基准值，为略高于零的某个正数，该数值需要根据具体电路设定，该数值用于设定正向低电压；

所述第二设定值分别即零值，是电压为零时所对应的数值，该数值用于检测电压为零的状态；

所述第三设定值即负基准值，为略低于零的某个负数，该数值需要根据具体电路设定，该数值用于设定负向低电压。

进一步的，选取基准电压的方式为通过双脉冲测试电路获得开关管开关时间和供电电压之间具体的对应关系，选取开关时间明显延长处的电压为基准电压值

所述针对各所述电压区域设定相应的叠流时间具体为：

当所述网侧线电压位于区域1时，正向偏置的开关管导通时间不变，反向偏置的开关管导通时间增加2Δt；

当所述网侧线电压位于区域2时，在正向偏置的开关管导通时间上增加导通补偿时间Δt_c，在反向偏置的开关管上增加叠流时间2Δt和导通补偿时间-Δt_c；

当所述网侧线电压位于区域3时，在正向偏置的开关管导通时间上增加导通补偿时间Δtc，在反向偏置的开关管上增加叠流时间2Δt和导通补偿时间-Δt_c；

当所述网侧线电压位于区域4时，正向偏置的开关管导通时间不变，反向偏置的开关管导通时间增加2Δt；

其中，所述Δt为最小叠流时间，即开关管的栅极充电时间，Δt_c为开关管漏极电流上升时间的一半。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明针对三相电流型PWM整流器提出一种基于电压分区的多级叠流时间控制，将网 侧线电压分为四个区域，在不同区域采用不同的叠流时间实现方案。

(1)以网侧线电压的变化为依据，使电流切换均在理想值处实现，减小网侧线电流的畸变，从而提高网侧电流质量；

(2)将叠流时间Δt设置为开关管的栅极充电时间，即最小叠流时间，加速开关管的切换速度，减少损耗。

通过对应区域内对叠流时间的调节，可以有效的补偿网侧电流的畸变，同时提高换流速度，减小开关损耗。因此，本发明能够提高系统的效率，改善系统的网侧电流波形。

附图说明

以下将结合附图对本发明作进一步说明：

图1是本发明的背景技术中三相电流型整流器的原理图；

图2是本发明的背景技术中叠流时间原理图；

图3是本发明的背景技术中叠流时间畸变原理图；

图4是本发明的背景技术中网侧相电流畸变图；

图5是本发明的背景技术中叠流时间补偿原理图；

图6是本发明的背景技术中线电压接近零时电流畸变图；

图7是本发明中电压分区示意图；

图8是本发明具体实施方案中双开关电路原理图；

图9至图12是本发明具体实施方案中叠流时间原理图和对应的相电流波形；

图13是本发明具体实施方案中采用最小叠流时间时的相电流波形；

图14是采用本发明方案后的交流侧电流波形；

图中标号说明：T₁、T₂、T₃、T₄、T₅、T₆为第一至第六晶体管，D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆为第一至二极管S₁、S₃、S_x、S_y为由晶体管和二极管组成的开关模块，L_dc为直流侧电感，L_a、L_b、L_c为交流侧滤波电感，C_a、C_b、C_c为交流侧滤波电容，R_L为直流侧电阻，R_sa，R_sb，R_sc为交流侧寄生电阻。

具体实施方式

本发明提供一种基于电压分区的电流型PWM整流器多级叠流时间控制方法，为使本发明的目的，技术方案及效果更加清楚，明确，以及参照附图并举实例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供的电流型PWM整流器基于电压分区的多级叠流时间控制法如图1、图7、图8所示，实时采样网侧线电压，根据网侧线电压和3个设定值的比较，包括正基准值、零值以及负基准值，其中，

第一设定值即正基准值，为略高于零的某个正数，该数值需要根据具体电路设定，该数值用于设定正向低电压；

第二设定值分别即零值，是电压为零时所对应的数值，该数值用于检测电压为零的状态；

第三设定值即负基准值，为略低于零的某个负数，该数值需要根据具体电路设定，该数值用于设定负向低电压。

将网侧电压分为四个区域，即区域1，网侧线电压值不小于第一设定值；区域2，网侧线电压值小于第一设定值且不小于第二设定值；区域3，网侧线电压值小于第二设定值且不小于第三设定值；区域4，网侧线电压值小于第三设定值。在4个不同的电压区域给出4种不同的叠流时间。

本实施例中，为了简单说明叠流时间的优化效果，通过双开关管电路对该发明进行说明。图8为双开关管电路原理图。S_x、S_y为换流的任意两个开关管，直流源U_x与开关模块S_x串联而成的支路1与直流源U_y与开关模块S_y串联而成的支路2并联，并联支路再与感性负载L_dc串联组成闭合回路。在开关管S_y关断，S_x导通的换流过程中，选取正基准值为1V，负基准值为1V。需要注意的是本实施方案中正基准值和负基准值的选择需要根据具体的开关管和电路环境选择，并不是固定不变的数值。本实施例中所提到的选取基准电压的方式为通过双脉冲测试电路获得开关管开关时间和供电电压之间具体的对应关系，选取开关时间明显延长处的电压为基准电压值。此处仅以接近0V的电压1V和-1V为例做解释说明。叠流时间选择方案为：

当网侧线电压U_xy>1V时，采用叠流时间1的实现方案，即S_x的导通时间保持不变，S_y的导通时间增加2Δt，图9为叠流时间在该情况下的原理图和输出电流波形，可以看出相电流i_{ds_x}，i_{ds_y}在理想时刻完成切换；

当0V<网侧线电压U_xy<1V时，采用叠流时间2的实现方案，即S_x的导通时间增加导通补偿时间Δt_c，S_x的关断时间增加关断补偿时间Δt_c；S_y的导通时间增加叠流时间2Δt和导通补偿时间Δt_c，S_y的关断时间增加关断补偿时间Δt_c，图10为叠流时间在该情况下的原理图和输出电流波形，可以看出相电流i_{ds_x}，i_{ds_y}在理想时刻完成切换；

当-1V<网侧线电压U_xy<0V时，采用叠流时间3的实现方案，即S_x的导通时间增加叠流时间2Δt和导通补偿时间Δt_c，S_x的关断时间增加关断补偿时间Δt_c；S_y的导通时间增加导通补偿时间Δt_c，S_y的关断时间增加关断补偿时间Δt_c，图11为叠流时间在该情况下的原理图和输出电流波形，可以看出相电流i_{ds_x}，i_{ds_y}在理想时刻完成切换；

当U_xy<-1V时，采用叠流时间4的实现方案，即S_x的导通时间增加2Δt，S_y的导通时间保持不变，图12为叠流时间在该情况下的原理图和输出电流波形，可以看出相电流i_{ds_x}，i_{ds_y} 在理想时刻完成切换。

图13为将开关模块S_x的栅极信号u_{gs_x}和开关模块S_y的栅极信号u_{gs_y}的叠流时间设置为最小叠流时间Δt，即栅极充电时间时，开关模块S_x的相电流i_{ds_x}的波形，可以看出相电流i_{ds_x}的上升速度在叠流时间之后得到加快。

图14为采用本发明方案后的交流侧电流波形，由于开关管均在理想时刻导通，所以在三相相电压u_a，u_b，u_c为正弦电压时，网侧相电流波形i_sa为正弦波。

在叠流时间的选择中，以网侧线电压的变化为依据，使电流切换均在理想值处实现，减小网侧线电流的畸变，从而提高网侧电流质量。将叠流时间Δt设置为开关管的栅极充电时间，即最小叠流时间，加速开关管的切换速度，减少损耗。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。

综上所述，本发明具有以下有益效果：

(1)以网侧线电压的变化为依据，使电流切换均在理想值处实现，减小网侧线电流的畸变，从而提高网侧电流质量；

(2)将叠流时间Δt设置为开关管的栅极充电时间，即最小叠流时间，加速开关管的切换速度，减少损耗。

以上所述，仅为了解释本发明所设计的简易实施方案，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。